1.4 Φάσμα
μιας σειράς
δυαδικών
δεδομένων
βασικής ζώνης
1.6 Η
διαδικασία της
διαμόρφωσης
1.6.2 Ο
διανυσματικός
διαμορφωτής
1.7 Βασική
θεωρία
πιθανοτήτων
και θόρυβος
στις επικοινωνίες
1.7.1 Αθροιστική
συνάρτηση
πιθανότητας (cumulative
distribution function - cdf)
1.7.2 Συνάρτηση
πυκνότητας
πιθανότητας
1.9 Ιδιότητες
της
λογαριθμικής
συνάρτησης
1.11 Επανάληψη
γραμμικών
συστημάτων
1.11.1 Γραμμικά
μη χρονικά
μεταβαλλόμενα
συστήματα
2.1 Παράγοντες
που επηρεάζουν
τη σχεδίαση
συστημάτων
2.2 Βασικές
αρχές της
εκπομπής
δεδομένων
2.2.2 Σηματοδοσία
πολλών
επιπέδων
2.2.3 Ο
συμβιβασμός μεταξύ
εύρους ζώνης
και θορύβου
2.3 Μετάδοση
πληροφορίας –
ορισμοί
2.4 Ρυθμός
εσφαλμένων bit
έναντι ρυθμού
εσφαλμένων συμβόλων
2.5 Εκτίμηση
του
απαιτούμενου
εύρους ζώνης
2.6 Περιορισμός
της
χωρητικότητας
καναλιού λόγω
θορύβου
2.6.1 Απόδοση
ισχύος και
εύρους ζώνης
3.4 Φίλτρα
υψωμένου
συνημιτόνου
3.5 Ανάκτηση
χρονισμού
συμβόλων
3.5.1 Κυκλώματα
χρονισμού
συμβόλων
3.6.1 Δυαδική
σηματοδοσία
και βέλτιστο
όριο ανίχνευσης
4 ΨΗΦΙΑΚΗ
ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ
ΔΙΕΛΕΥΣΗΣ
ΖΩΝΗΣ
4.1 Ψηφιακή
διαμόρφωση
πλάτους (ASK)
4.1.1 Διαμόρφωση
ASK
περιορισμένου
εύρους ζώνης
4.1.4 Ανάκτηση
φορέα στη
σύγχρονη ASK
4.1.5 Σύγκριση
ασύγχρονης και
σύγχρονης
ανίχνευσης
4.2 Ψηφιακή
διαμόρφωση
συχνότητας (FSK)
4.2.1 Δημιουργία
της
διαμόρφωσης FSK
4.2.2 Καταλαμβανόμενο
εύρος ζώνης
στη
διαμόρφωσης FSK
4.2.3 Ασύμφωνη
ανίχνευση της
διαμόρφωσης FSK
4.2.4 Σύμφωνη
ανίχνευση της
διαμόρφωσης FSK
4.2.5 Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στη
διαμόρφωση FSK
4.2.6 Πλεονεκτήματα
και
μειονεκτήματα
της διαμόρφωσης
FSK
4.3 Ψηφιακή
διαμόρφωση
φάσης (PSK)
4.3.2 Ανίχνευση
της
διαμόρφωσης PSK
4.3.3 Ανάκτηση
φέροντος για
τη σύμφωνη
διαμόρφωση PSK
4.3.4 Διαφορική
διαμόρφωση PSK
4.3.5 Ανάκτηση
χρονισμού
συμβόλων στη
διαμόρφωση PSK
4.3.6 Διάγραμμα
αστερισμού για
τη διαμόρφωση PSK
4.3.7 Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στη
διαμόρφωση PSK
4.4 Σύγκριση
δυαδικών
μεθόδων
ψηφιακής
διαμόρφωσης
5 ΨΗΦΙΑΚΗ
ΔΙΑΜΟΡΦΩΣΗ
ΠΟΛΛΑΠΛΩΝ
ΕΠΙΠΕΔΩΝ
5.1 Μ-αδική
ψηφιακή
διαμόρφωση
πλάτους
(Μ-αδική ASK)
5.1.1 Απόδοση
της Μ-αδικής ASK
5.2 Μ-αδική
ψηφιακή
διαμόρφωση
συχνότητας
(Μ-αδική FSK)
5.2.1 Ιδιότητες
των
ορθογωνικών
συμβόλων
5.2.2 Ανίχνευση
της
ορθογωνικής
διαμόρφωσης FSK
5.2.3 Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στην
Μ-αδική FSK
5.3 Μ-αδική
ψηφιακή
διαμόρφωση
φάσης (Μ-αδική PSK)
5.3.3 Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στην
QPSK
5.3.4 Διαφορική
διαμόρφωση QPSK (DQPSK)
5.3.7 Το
φάσμα της
Μ-αδικής διαμόρφωσης
PSK
5.3.8 Απόδοση
της Μ-αδικής
διαμόρφωσης PSK
5.4 Συνδυασμένη
ψηφιακή
διαμόρφωση
πλάτους και
φάσης QAM
5.4.1 Δημιουργία
της
διαμόρφωσης QAM
5.4.2 Ανίχνευση
της
διαμόρφωσης QAM
5.4.3 Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στη
διαμόρφωση QAM
5.4.4 Σύγκριση
μεταξύ
Μ-αδικών QAM και PSK
Οι
επιδόσεις μιας
ψηφιακής
επικοινωνιακής
ζεύξης
περιορίζονται
από δυο
κεφαλαιώδεις
παράγοντες: το
εύρος ζώνης
και το θόρυβο. Για
να καταλάβουμε
ακριβώς την
αλληλεπίδραση
ανάμεσα στο
ρυθμό
αποστολής
δεδομένων ενός
συστήματος,
στο είδος της
διαμόρφωσης,
το σχήμα των
παλμών και το
εύρος ζώνης
του καναλιού επικοινωνίας,
θα πρέπει να
αναφερθούμε
στο συχνοτικό
περιεχόμενο
διαφόρων ειδών
χρονικά μεταβαλλόμενων
σημάτων. Είναι
φανερό ότι το
εύρος ζώνης
παίζει
καθοριστικό
ρόλο στη
σχεδίαση
συστημάτων
επικοινωνίας.
Επομένως, για
να μπορέσουμε
να αναλύσουμε
και να σχεδιάσουμε
διάφορα
συστήματα
επικοινωνιών
είναι
απαραίτητο να
είμαστε σε
θέση να
εκτιμήσουμε το
συχνοτικό
περιεχόμενο
διαφόρων ειδών
χρονικά μεταβαλλόμενων
σημάτων. Τα
μαθηματικά
εργαλεία που
απαιτούνται
για τη
μετάβαση από
το πεδίο του
χρόνου σε αυτό
της συχνότητας
είναι
συνηθέστερα η
αναπαράσταση
με σειρές Fourier (για
περιοδικά
σήματα) και ο
μετασχηματισμός
Fourier (για
εν γένει
περιοδικά και
απεριοδικά σήματα).
Σύμφωνα
με την θεωρία
του Γάλλου
μαθηματικού Fourier
το συχνοτικό
περιεχόμενο μιας
περιοδικής συνάρτησης
στο πεδίο του
χρόνου, δηλαδή
μιας συνάρτησης
για την οποία
ισχύει x(t)=x(t+T),
όπου T η
περίοδος
επανάληψης,
μπορεί εκτιμηθεί
μέσω του
παρακάτω
αναπτύγματος:
όπου και οι
όροι α0,
αn και
bn
δίδονται από
τις σχέσεις:
Η
συνάρτηση x(t) μπορεί
επίσης να
εκφραστεί και
ως μιγαδικό
εκθετικό
ανάπτυγμα με
την ακόλουθη
μορφή:
Το
μιγαδικό
πλάτος cn
που δίδεται
από τη σχέση:
σχετίζεται
με τους
συντελεστές an και bn δια
μέσου της
σχέσης:
Η γωνία qn σχετίζεται
με τους
συντελεστές an και bn δια
μέσου της
σχέσης:
Η
αναπαράσταση
ενός σήματος
στο πεδίο της
συχνότητας
αποτελεί το φάσμα (spectrum) του
σήματος. Το
φάσμα μιας
κυματομορφής
αποτελείται
από δύο γραφικές
παραστάσεις,
οι οποίες
αφορούν στο
πλάτος και στη
φάση του
υπάρχοντος
συχνοτικού
περιεχομένου,
αντίστοιχα.
Σχήμα 1‑1. Τυπικό
διάγραμμα για
το φάσμα
πλάτους σειράς
παλμών.
Σχεδιασμένη
επίσης είναι
και η περιβάλλουσα
συνάρτηση sinc(nτ/Τ) των
πλατών των
συχνοτικών
συνιστωσών.
Τα
διαγράμματα
πλάτους και
φάσης του
φάσματος προκύπτουν
από την
κατασκευή της
γραφικής
παράστασης των
και συναρτήσει
της συχνότητας
f=n/T,
αντίστοιχα.
Στον άξονα των
τετμημένων
ευρίσκεται
πάντοτε η
συχνότητα f ενώ στον
άξονα των
τεταγμένων το
πλάτος ή η φάση
των όρων της
σειράς Fourier κατά
περίπτωση. Το Σχήμα
1‑1 απεικονίζει
το φάσμα πλάτους
μιας σειράς
παλμών
διάρκειας τ και
περιόδου Τ (f0=1/T),
ενώ ο Πίνακας
1‑1 συνοψίζει
τους
συντελεστές Fourier
επιλεγμένων
περιοδικών
κυματομορφών,
με f=1/T και
ω=2pf.
Πίνακας 1‑1. Ανάλυση κατά Fourier επιλεγμένων περιοδικών κυματομορφών.
Παράδειγμα: Σχεδιάστε
το φάσμα της
παρακάτω
κυματομορφής.
Λύση:
Στο
πεδίο του
χρόνου η
κυματομορφή
εκφράζεται ως:
Έτσι,
.
Επομένως,
το πλήρες
ανάπτυγμα Fourier έχει ως
εξής:
.
Για την
ειδική
περίπτωση όπου
τ=T/2 έχουμε:
με το
ακόλουθο
διάγραμμα
πλάτους
φάσματος:
Παράδειγμα:
Προσδιορίστε
το ανάπτυγμα Fourier
της
κυματομορφής
πριονωτής
τάσης.
Απάντηση:
Άσκηση: Προσδιορίστε
το ανάπτυγμα Fourier του διπολικού
τετραγωνικού
παλμού με
μέγιστη και ελάχιστη
τάση Α και –Α. (Υπόδειξη:
Η dc συνιστώσα
είναι προφανώς
μηδέν).
Το φάσμα
μιας τυχαίας σειράς
δεδομένων
μπορεί να
προσδιοριστεί
εάν απλά
υπερθέσουμε τα
στιγμιαία
φάσματα του κάθε
παλμού. Με
αυτόν τον
τρόπο
γνωρίζουμε ότι
το συνολικό
φάσμα θα
περιορίζεται από
τη
περιβάλλουσα
συνάρτηση sinc και ότι
σε κάθε
χρονική στιγμή
η θέση και
πυκνότητα των
συχνοτικών
συνιστωσών θα
εξαρτάται από
τη
συγκεκριμένη
μορφή που
έχουν τα bit
δεδομένων εκείνη
τη στιγμή. (Μια
μετατόπιση στο
πεδίο του χρόνου
αντιστοιχεί σε
μια ολίσθηση
φάσης στο
πεδίο της συχνότητας.)
«Λειαίνοντας»
τη μορφή των
παλμών
δεδομένων,
έτσι ώστε να
έχουν ομαλές
ακμές,
αναμένουμε να
ελαττωθεί
σημαντικά το
υψηλό
φασματικό
περιεχόμενο
της
κυματομορφής,
π.χ.
Μία
μέθοδος που χρησιμοποιείται
συχνά για τη
μορφοποίηση του
σχήματος των
παλμών είναι η διαβίβαση
της
παλμοσειράς σε
ένα
χαμηλοπερατό φίλτρο,
το οποίο έχει απόκριση
συχνότητας υψωμένου
συνημιτόνου (raised cosine frequency response).
Για τον
προσδιορισμό
του πλάτους
των συχνοτικών
συνιστωσών που
συγκροτούν το
ανάπτυγμα σε
σειρά Fourier
είναι
σημαντικό όχι
μόνο το σχήμα
της κυματομορφής
αλλά και το
εύρος των
παλμών
δεδομένων.
Στην
γενικότερη των
περιπτώσεων οι
κυματομορφές
δεν είναι
περιοδικές. Ο
τρόπος με τον
οποίο μπορούμε
να εκτιμήσουμε
το συχνοτικό
περιεχόμενο
μιας τέτοιας
κυματομορφής x(t) είναι
μέσω του μετασχηματισμού
Fourier, ο οποίος
ορίζεται ως
εξής:
ενώ με
την βοήθεια
του αντίστροφου
μετασχηματισμού
Fourier, που
ορίζεται ως:
καθίσταται
δυνατή η
αναπαραγωγή
της αρχικής
κυματομορφής
στο πεδίο του
χρόνου.
Παράδειγμα: Να
βρεθεί ο μετασχηματισμός
Fourier ενός τετραγωνικού
παλμού Π(t|τ)
πλάτους Α
και διάρκειας τ: .
Λύση:
Μερικές
χρήσιμες
ιδιότητες του
μετασχηματισμού
Fourier
συνοψίζει ο Πίνακας
1‑2.
|
Πεδίο
του χρόνου |
Πεδίο
της
συχνότητας |
Χρονική
καθυστέρηση |
|
|
Συζυγής
συνάρτηση |
|
|
Κλιμάκωση
χρόνου
-συχνότητας |
|
|
Μετατόπιση
συχνότητας |
|
|
Πίνακας 1‑2. Χρήσιμες ιδιότητες του μετασχηματισμού Fourier.
Ο Πίνακας
1‑3 περιέχει
μερικά βασικά
ζεύγη
μετασχηματισμών
Fourier που
χρησιμοποιούνται
στην ανάλυση
συστημάτων επικοινωνίας.
Συνάρτηση |
Πεδίο
του χρόνου |
Πεδίο
της συχνότητας |
Σταθερά |
1 |
|
Κρουστικός
παλμός |
|
|
Τετραγωνικός
παλμός |
|
|
Τριγωνικός
παλμός |
|
|
Συνημιτονικός
παλμός |
|
|
Παλμός
υψωμένου συνημιτόνου |
|
|
Παλμός
σχήματος κανονικής
κατανομής |
|
|
Παλμός
sinc ανοίγματος
Τ |
|
|
Συνημίτονο |
|
|
Σειρά
κρουστικών παλμών |
|
|
Πίνακας 1‑3. Ζεύγη μετασχηματισμών Fourier για συνήθεις κυματομορφές.
Παράδειγμα: Κάνοντας
χρήση του
αποτελέσματος
που ευρέθη για το
μετασχηματισμό
Fourier του
βηματικού
παλμού, προσδιορίστε
το
μετασχηματισμό
Fourier της συνάρτησης
dirac (δέλτα).
Λύση: Η
συνάρτηση dirac στη
χρονική στιγμή
t0 ορίζεται
ως και μπορεί
να θεωρηθεί
ότι προκύπτει
ως το όριο του
βηματικού
παλμού , υποδηλώνοντας
ότι το εμβαδόν της
επιφάνειας του
παλμού είναι
ίσο με 1, δηλαδή Aτ=1.
Όπως
είδαμε στο
προηγούμενο
παράδειγμα, ο
μετασχηματισμός
Fourier ενός
ορθογωνικού
παλμού πλάτους
Α και
διάρκειας τ
δίδεται από
τις σχέσεις:
και
επομένως
Εναλλακτικά,
θα μπορούσαμε
να
χρησιμοποιήσουμε
τον ορισμό:
κάνοντας
χρήση της
ιδιότητας[1]
της συνάρτησης
dirac .
Για να
μετατοπίσουμε
το φάσμα του
σήματος εισόδου
έτσι ώστε να
εμπίπτει στην
επιτρεπτή
περιοχή διέλευσης
του καναλιού
πραγματοποιούμε
μια διαδικασία
διαμόρφωσης.
Αυτή η
διαδικασία
περιλαμβάνει
συχνά τη μίξη
του σήματος
εισόδου με ένα
άλλο ημιτονικό
ή συνημιτονικό
σήμα
υψηλότερης
συχνότητας,
που ονομάζεται
φορέας (carrier)
ή φέρουσα
κυματομορφή.
Η
διαμόρφωση
μπορεί απλά να
προκύψει από
τη μίξη
(πολλαπλασιασμό)
της κυματομορφής
βασικής ζώνης
με το φορέα,
όπως
απεικονίζεται σχηματικά
παρακάτω:
Υποθέτοντας
ότι στη είσοδο
του μίκτη
εφαρμόζεται
μια ακολουθία
δεδομένων 1,0,1,0,…
και χρησιμοποιώντας
την
τριγωνομετρική
ταυτότητα , η έξοδος
του μίκτη
γίνεται .
Το φάσμα
του διαμορφωμένου
σήματος που
προκύπτει, είναι
κεντραρισμένο
στη συχνότητα
του φορέα και στη
συγκεκριμένη περίπτωση
αναπαράγει
κατοπτρικά τις
φασματικές
συνιστώσες του
σήματος
δεδομένων βασικής
ζώνης
εκατέρωθεν του
φορέα. Επομένως,
με τη μέθοδο της
μίξης
καθίσταται
δυνατή η
μετατόπιση του
φασματικού
περιεχομένου του
σήματος της
πληροφορίας σε
οποιαδήποτε
συχνότητα
επιθυμούμε.
Για τον
πιο
αποτελεσματικό
έλεγχο του
συχνοτικού
περιεχομένου
του
διαμορφωμένου
σήματος στα
πιο
προχωρημένα
συστήματα
διαμόρφωσης ή
όταν η μορφή
των δεδομένων
προς διαμόρφωση
είναι
περίπλοκη, χρησιμοποιούνται
συνδυασμοί
ημιτονικών και
συνημιτονικών
συνιστωσών του
σήματος
εισόδου, οι οποίοι
εισέρχονται σε
μίκτες μαζί με
τους αντίστοιχους
συνδυασμούς
ημιτόνων και
συνημιτόνων
του φέροντος.
Μια τέτοια
διάταξη
απεικονίζεται
παρακάτω και ονομάζεται
διανυσματικός
διαμορφωτής (vector modulator).
Σχήμα 1‑2. Διανυσματικός
διαμορφωτής.
Ανάλογα
με την πράξη
που εκτελείται
στην τελευταία
βαθμίδα του
διανυσματικού
διαμορφωτή, δηλαδή
άθροιση ή
διαφορά της
συμφασικής και
της
ορθογωνικής
συνιστώσας εξόδου, η
έξοδος λαμβάνει
τις τιμές και ,
αντίστοιχα.
Παράδειγμα: Ένας
διανυσματικός
διαμορφωτής
τροφοδοτείται με
ένα
ημιτονοειδές
σήμα τέλειας
ορθογωνικότητας
στην είσοδο
αλλά υπάρχει
ένα μικρό
σφάλμα στην
τάση των 0.1dB
μεταξύ των
υποτιθέμενων
ορθογωνικών
εισόδων του
φέροντος.
Ποιος θα είναι
ο λόγος σε dB, των
σημάτων
άθροισης και
διαφοράς στην
έξοδο του
διαμορφωτή, ως
αποτέλεσμα της
διαφοράς τάσης
που
εμφανίζεται
στο φορέα;
Απάντηση:
Συμφασική
είσοδος Ορθογωνική
είσοδος
cos(ωot) sin(ωot)
A cos(ωct) (A+dA) sin(ωct)
Εν-φάσει (in-phase)
έξοδος: Ορθογωνική
(quadrature) έξοδος:
A cos(ωct) cos(ωot)
= [ cos(ωc-ωo)t
- cos(ωc+ωo)t]
[cos(ωc+ωo)t + cos(ωc-ωo)t]
20 log(A+dA) – 20 log(A)
= 0.1 20 log =
0.1
= 1.0115 dA = 0.011579A.
Ο όρος διαφοράς είναι:
+ cos(ωc+ωo)t + cos(ωc-ωo)t - cos(ωc-ωo)t =
= A cos(ωc+ωo)t + cos(ωc+ωo)t - cos(ωc-ωo)t
=A cos(ωc+ωo)t +[cos(ωc+ωo)t- cos(ωc-ωo)t] = cos(ωc+ωo)t - cos(ωc-ωo)t =
= cos(ωc+ωo)t - cos(ωc-ωo)t
ανεπιθύμητος όρος
Ο όρος
αθροίσματος
είναι:
cos(ωc+ωo)t + cos(ωc-ωo)t + cos(ωc-ωo)t + cos(ωc-ωo)t-
-
cos(ωc+ωo) t -
cos(ωc+ωo)t = A cos(ωc-ωo)t
+ [
cos(ωc-ωo)t - cos(ωc+ωo)t]
= cos(ωc-ωo)t - cos(ωc-ωo)t
επιθυμητός
όρος
Ο λόγος
των πλατών του
επιθυμητού
προς τον
ανεπιθύμητο
όρο είναι ο
εξής:
10log = 10log = 22.4dB.
Παράδειγμα:΄Ένας
διανυσματικός
διαμορφωτής
τροφοδοτείται
με ένα
ημιτονοειδές
σήμα τέλειας
ορθογωνικότητας
στην είσοδο
αλλά υπάρχει
ένα μικρό
σφάλμα φάσης 5ο μεταξύ
των
υποτιθέμενων
ορθογωνικών
εισόδων του
φέροντος.
Ποιος θα είναι
ο λόγος των
ισχύων, σε dΒ, των
σημάτων
άθροισης και
διαφοράς στην
έξοδο, ως
αποτέλεσμα
αυτής της
διαφοράς φάσης
που
εμφανίζεται στο
φορέα; (Απάντηση:
λόγος πλατών (amplitude
ratio) , 525:1
ή 27dB).
Μια
συνεχής τυχαία
μεταβλητή χ μπορεί
πάρει
οποιεσδήποτε
τιμές σε ένα συγκεκριμένο
διάστημα. Η
πιθανότητα η
τυχαία μεταβλητή
χ να
λάβει την τιμή χi
συμβολίζεται
ως Ρ(χ=χi)
και είναι
γενικά μηδέν,
καθότι
υπάρχουν
άπειρες τιμές
τις οποίες
μπορεί να
λάβει η
μεταβλητή χ.
Έστω ότι
η συνάρτηση Px(x=xi)
εκφράζει την
πιθανότητα η
τυχαία
μεταβλητή x να λάβει την
τιμή xi.
Ως αθροιστική
συνάρτηση
πιθανότητας
ορίζεται η συνάρτηση
Fx(xi)=Px(xxi),
δηλαδή η
πιθανότητα η
τυχαία
μεταβλητή x να λάβει
τιμή μικρότερη
ή ίση με την
τιμή xi.
Επομένως:
και
Ορισμένες
χαρακτηριστικές
ιδιότητες της
αθροιστικής
συνάρτησης
πιθανότητας είναι
οι ακόλουθες:
H συνάρτηση
πυκνότητας
πιθανότητας (probability
density function - pdf) p ορίζεται
από τη σχέση:
Συνεπώς,
Η
κανονική
συνάρτηση
πυκνότητας
πιθανότητας δίδεται
από τη σχέση:
όπου
είναι η μέση
τιμή της
κανονικής συνάρτησης
πυκνότητας
πιθανότητας,
σ2 η
διασπορά και σ η τυπική
απόκλισή της.
Η
αθροιστική
συνάρτηση
πιθανότητας της
κανονικής
συνάρτησης
πυκνότητας
πιθανότητας είναι:
και
θέτοντας η
σχέση γίνεται
όπου η
συνάρτηση Q(z) ορίζεται ως:
έχοντας
την ιδιότητα , οπότε προκύπτει:
Εποπτικά,
η συνάρτηση Q
αντιστοιχεί
στο εμβαδόν
της
γραμμοσκιασμένης
επιφάνειας που
απεικονίζεται
στο Σχήμα
1‑3.
Σχήμα 1‑3. Ορισμός της συνάρτησης Q.
Η
συνάρτηση Q συνδέεται
με την συμπληρωματική
συνάρτηση
σφάλματος (complementary error function - erfc), ως
εξής:
Η
γραφική
παράσταση της
συναρτήσεως Q(χ) που
εικονίζεται
στο Σχήμα
1‑4, μπορεί να
χρησιμοποιηθεί
για πρακτικούς
υπολογισμούς,
καθότι η
συνάρτηση αυτή
δεν μπορεί να
εκτιμηθεί με
αναλυτικό τρόπο.
Σχήμα 1‑4. Γραφική
παράσταση της
συνάρτησης Q.
Όπως
κάθε σήμα στο
πεδίο της
συχνότητας, έτσι
και ο θόρυβος
μπορεί να
χαρακτηριστεί
από μια
φασματική
πυκνότητα
ισχύος N(f),
όπως για παράδειγμα
στο Σχήμα
1‑5.
Σχήμα 1‑5. Φασματική πυκνότητα ισχύος θορύβου.
Αν η
φασματική
πυκνότητα
ισχύος του
θορύβου είναι σταθερή
και ανεξάρτητη
της συχνότητας
τότε Ν(f)=Νο
Watts/Hz και ο θόρυβος
ονομάζεται
λευκός. Ο θόρυβος
ο οποίος
χρησιμοποιείται
στην ανάλυση
των
περισσότερων επικοινωνιακών
συστημάτων
ακολουθεί την
κανονική
κατανομή και είναι
λευκός,
ονομάζεται δε λευκός
προσθετικός
γκαουσιανός
θόρυβος (Additive White Gaussian Noise – AWGN). Η
μέση τιμή και η
ισχύς του AWGN θορύβου
μετρημένη σε
μοναδιαία
ωμική
αντίσταση εντός
εύρους ζώνης BW είναι και ,
αντίστοιχα.
Λογάριθμος
γινομένου:
Λογάριθμος
πηλίκου:
Αλλαγή
βάσης
λογαρίθμου:
Σε
πολλές
περιπτώσεις
στην ανάλυση
και σχεδίαση κυκλωμάτων,
πομπών, δεκτών,
γραμμών
μεταφοράς, φίλτρων
και άλλων
διατάξεων ή
ηλεκτρονικών
στοιχείων,
είναι
προτιμότερο να
δουλεύουμε τα
διάφορα μεγέθη
σε λογαριθμική
κλίμακα παρά
σε γραμμική
για δύο
κύριους
λόγους. Πρώτον
διότι η
συνάρτηση του
λογαρίθμου
έχει την
ιδιότητα να
μετατρέπει την
πράξη του
πολλαπλασιασμού
σε πρόσθεση,
και δεύτερον
διότι μας
επιτρέπει να
χειριστούμε
μεγάλο εύρος
τιμών ενός
μεγέθους με
ιδιαίτερα
συμπαγή τρόπο.
Έτσι,
προκύπτει ο
ακόλουθος
ορισμός της
ηλεκτρικής
ισχύος σε dB.
Στο
συγκεκριμένο
παράδειγμα η
ισχύς P
μπορεί να
εκφραστεί σε dB
σε σχέση με την
μονάδα αναφοράς
ισχύος Pref.
Για
παράδειγμα, αν
η μονάδα
αναφοράς
ισχύος είναι
το 1mW τότε ισχύς
P=1W=1000mW, αντιστοιχεί
σε 30dBmW. Αν η ισχύς
αναφοράς ήταν
το 1W, τότε η ισχύς
P=1W, αντιστοιχεί
σε 0dBW.
Στην
περίπτωση που
θέλουμε να
εκφράσουμε
τάσεις σε
λογαριθμική
κλίμακα,
έχουμε:
Για
παράδειγμα, αν
η μονάδα
αναφοράς τάσης
είναι το 1μV τότε
τάση V1=1V=1,000,000μV,
αντιστοιχεί σε
120dBμV. Αν η ισχύς
αναφοράς ήταν
το 1mV, τότε η τάση V1=1V=1,000mV,
αντιστοιχεί σε
60dBμV.
Το dB
μπορεί επίσης
να
χρησιμοποιηθεί
για να αποδώσει
το συσχετισμό
δύο μεγεθών
που μετρούνται
στις ίδιες
μονάδες. Έτσι,
για παράδειγμα
αν σε ένα
συγκεκριμένο
σημείο ενός
δέκτη η ισχύς
του ωφελίμου
σήματος είναι PS και
αυτή του
θορύβου PN,
τότε ορίζεται
ο λόγος
σήματος προς
θόρυβο ως εξής:
Για PS=1μW
και PN=1pW, S/N=60dB. Αν
επιθυμούσαμε
να εκφράσουμε
το λόγο τάσεων ωφέλιμου
σήματος προς
την τάση
θορύβου, θα
χρησιμοποιούσαμε
τον ορισμό:
Ένα
σύστημα είναι
γραμμικό όταν
ισχύει η αρχή
της υπέρθεσης,
δηλαδή,
όπου y(t) είναι
η έξοδος του
συστήματος και
x(t) είναι
η είσοδος, όπως
παρουσιάζεται
στο σχετικό Σχήμα.
Το σύμβολο Ã[×] υποδηλώνει
τον γραμμικό
(διαφορική
εξίσωση) τελεστή
που
εφαρμόζεται
στο [×]. Το
σύστημα
λέγεται μη
χρονικά
μεταβαλλόμενο
εάν, για κάθε
καθυστερημένη
είσοδο x(t-t0),
η έξοδος
καθυστερεί
κατά τον ίδιο
χρόνο y(t-t0).
Ένα
γραμμικό μη
χρονικά
μεταβαλλόμενο
σύστημα περιγράφεται
από γραμμική
συνήθη
διαφορική εξίσωση
με σταθερούς
συντελεστές
και μπορεί να
χαρακτηριστεί
από την
λεγόμενη
κρουστική της
απόκριση. Ως
κρουστική
απόκριση
ορίζεται ως η
λύση της διαφορικής
εξίσωσης όταν
η συνάρτηση
εξαναγκασμού
(forcing function) είναι η
συνάρτηση
δέλτα του Dirac.
Επομένως, y(t)=h(t) όταν x(t)=δ(t).
Η
κρουστική
απόκριση μπορεί
να
χρησιμοποιηθεί
για να
προσδιοριστεί
η έξοδος του
συστήματος
όταν η είσοδος
δεν είναι η συνάρτηση
δέλτα. Σε αυτήν
την περίπτωση
μια γενική
κυματομορφή
στην είσοδο
του συστήματος
μπορεί να
προσεγγιστεί
ως:
υποδηλώνοντας
ότι δείγματα
στην είσοδο
λαμβάνονται
κατά χρονικά
διαστήματα Δt. Στη
συνέχεια
κάνοντας χρήση
των ιδιοτήτων
της
γραμμικότητας
και της μη χρονικής
μεταβλητότητας,
η έξοδος είναι
προσεγγιστικά:
Στην
περίπτωση που Δt®0, η
παραπάνω
έκφραση δίδει
το ακριβές
αποτέλεσμα και
θέτοντας nΔt=τ, έχουμε:
που
αποτελεί
ουσιαστικά το
ολοκλήρωμα της
συνέλιξης της
εισόδου με την
κρουστική
απόκριση.
Το φάσμα
του σήματος
εξόδου
προκύπτει από
την εφαρμογή
του μετασχηματισμού
Fourier και στα δύο
μέλη του
ολοκληρώματος
της συνέλιξης,
δηλαδή:
και
όπου H(f)=ö[h(t)]
ορίζεται ως η συνάρτηση
μεταφοράς (transfer function) ή απόκριση
συχνότητας (frequency response) του
συστήματος.
Επομένως, η
κρουστική
απόκριση και η
απόκριση
συχνότητας
αποτελούν ένα
ζεύγος μετασχηματισμού
Fourier, ήτοι h(t)«H(f). Στη γενική
περίπτωση η
συνάρτηση
μεταφοράς είναι
μιγαδική
ποσότητα και
μπορεί να
γραφεί σε πολική
μορφή ως:
όπου |H(f)| είναι
η απόκριση
πλάτους και
είναι η
απόκριση φάσης
του
συστήματος.
Επιπροσθέτως,
εφόσον η
συνάρτηση h(t)
είναι
πραγματική
συνάρτηση του
χρόνου, συνεπάγεται[2]
ότι η |H(f)|
είναι άρτια
συνάρτηση της
συχνότητας και
ότι η q(f) είναι περιττή
συνάρτηση της
συχνότητας.
Σε
πολλές
περιπτώσεις ο
μηχανικός
γνωρίζει τη
βέλτιστη
σχεδίαση ενός
συστήματος,
αλλά μέχρι
αυτή να φθάσει
στο στάδιο της
εφαρμογής και
του τελικού
προϊόντος θα
πρέπει να ληφθούν
υπόψη διάφοροι
παράγοντες, οι
κυριότεροι των
οποίων είναι:
Υπάρχουν
δύο κύριες
μέθοδοι
μεταφοράς
δεδομένων. Η δυαδική
σηματοδοσία και
η σηματοδοσία
πολλαπλών
επιπέδων. Στην
πρώτη
περίπτωση
χρησιμοποιούνται
δύο καταστάσεις
για να
κωδικοποιηθούν
τα δυαδικά ψηφία
‘1’ και ‘0’, ενώ στη
δεύτερη
χρησιμοποιούνται
περισσότερες
καταστάσεις το
πλήθος των
οποίων καθορίζεται
από τη σχετική
δύναμη του 2 για
να κωδικοποιηθούν
οι αντίστοιχοι
συνδυασμοί
δυαδικών
ψηφίων.
Στην
περίπτωση
δυαδικής
σηματοδοσίας ο
ρυθμός
μετάδοσης
δεδομένων
καθορίζεται
από το πόσο
γρήγορα μπορεί
να μεταβληθεί
η τάση στο κανάλι
ή ισοδύναμα
από το εύρος
ζώνης του
καναλιού επικοινωνίας.
(γιατί;)
Σηματοδοσία
δύο
καταστάσεων
μπορούμε να έχουμε
χρησιμοποιώντας
ένα ή
περισσότερα
παράλληλα
καλώδια, όπως
φαίνεται στο Σχήμα
2‑1.
Σχήμα 2‑1. Δυαδική
σηματοδοσία με
ένα και
περισσότερα
παράλληλα
καλώδια.
Χρησιμοποιώντας
πολλαπλά
παράλληλα
καλώδια και
διατηρώντας το
ίδιο εύρος
ζώνης για κάθε
καλώδιο, μπορούμε
να αυξήσουμε
το ρυθμό
μετάδοσης
πληροφορίας
ανάλογα με το
πλήθος των
καλωδίων.
Εναλλακτικά,
θα ήταν επίσης
εφικτό να
διατηρηθεί ο
ίδιος ρυθμός
μετάδοσης
πληροφορίας υποβιβάζοντας
το εύρος ζώνης
κάθε καλωδίου
τόσες φορές
όσες και το
πλήθος τους.
Στην
περίπτωση σηματοδοσίας
πολλών επιπέδων
ο ρυθμός
μετάδοσης
δεδομένων
καθορίζεται
τόσο από το
εύρος ζώνης
του καναλιού
επικοινωνίας,
όσο και από τη
στάθμη του
θορύβου. (γιατί;)
Όπως και στην
περίπτωση της
δυαδικής
σηματοδοσίας μπορούν
να
χρησιμοποιηθούν
ένα ή πολλαπλά
παράλληλα καλώδια
για την
αποστολή
δεδομένων. Για
παράδειγμα στη
σηματοδοσία
τεσσάρων
καταστάσεων Μ=2n (n=2)
μπορούμε να
κωδικοποιήσουμε
από δύο bit στις
τέσσερις
προκύπτουσες
στάθμες τάσης (‘00’
στάθμη Α, ‘01’
στάθμη Β, ‘10’
στάθμη Γ, ‘11’
στάθμη Δ).
Σχήμα 2‑2. Σηματοδοσία
πολλαπλών
επιπέδων με
ένα ή
περισσότερα παράλληλα
καλώδια.
Σε σχέση
με τη δυαδική
σηματοδοσία
και με την προϋπόθεση
ότι ο ρυθμός
αλλαγής των
συμβολικών
καταστάσεων
παραμένει ο
ίδιος,
παρατηρούμε
ότι στον ίδιο
χρόνο η
τετραδική
σηματοδοσία
μεταδίδει
διπλάσια
πληροφορία από
η δυαδική. Έτσι
για ο ίδιο
εύρος ζώνης η
τετραδική
σηματοδοσία
μεταφέρει πληροφορία
με διπλάσιο
ρυθμό.
Γενικεύοντας
τη χρήση
σηματοδοσίας
πολλαπλών
επιπέδων
κάποιος θα μπορούσε
να ισχυριστεί
ότι με αυτόν
τον τρόπο μπορούμε
να αυξάνουμε
απεριόριστα το
ρυθμό
μετάδοσης
πληροφορίας.
Από την άλλη
πλευρά όμως
μειώνεται
σημαντικά η αντίσταση
του συστήματος
στο θόρυβο,
καθότι η
‘απόσταση’
μεταξύ των σταθμών
τάσης που
αντιστοιχούν σε
κάθε συμβολική
κατάσταση γίνεται
ολοένα και
μικρότερη για αυξανόμενο
αριθμό
καταστάσεων.
Επιπροσθέτως,
αυξάνεται και
η
πολυπλοκότητα
του δέκτη.
Από την
προηγούμενη
θεώρηση είναι
φανερό ότι ο ρυθμός
μεταφοράς
δεδομένων σε ένα
κανάλι
επικοινωνίας
επηρεάζεται
από:
Ρυθμός
μεταφοράς
πληροφορίας (information
transfer rate):
ορίζεται ως η ταχύτητα
με την οποία
μπορεί να
αποσταλεί
δυαδική
πληροφορία (bit)
από την πηγή
στον προορισμό
και μετράται
σε [bits/sec].
Ρυθμός
μεταφοράς
συμβόλων(baud rate): ορίζεται
ως ο ρυθμός με
τον οποίο μεταβάλλονται
οι καταστάσεις
συμβόλων και
μετράται σε [symbols/sec
ή baud].
Φασματική
απόδοση( bandwidth efficiency):
ορίζεται ως το πηλίκο
του ρυθμού μετάδοσης
πληροφορίας
προς το
χρησιμοποιούμενο
εύρος ζώνης
και μετράται
σε [bits/sec/Hz]. Η
φασματική
απόδοση
αποτελεί μέτρο
του
πόσο καλά μια
συγκεκριμένη
τεχνική
διαμόρφωσης
(και
κωδικοποίησης)
εκμεταλλεύεται
το διαθέσιμο
εύρος ζώνης.
Ο αριθμός
των
καταστάσεων
σηματοδοσίας
που απαιτείται
για να
αναπαρασταθεί
με μοναδικό
τρόπο κάθε
σχηματισμός
από n bit
δίνεται από
την σχέση: Μ= 2n, όπου Μ είναι
ο αριθμός των
συμβολικών
καταστάσεων.
Ένα παράδειγμα
υλοποίησης
σηματοδοσίας
οκτώ επιπέδων
(οκταδικής) παρουσιάζεται
στο Σχήμα
2‑3.
Σχήμα 2‑3. Μετατροπή
δυαδικής
σηματοδοσίας
σε οκταδική με
παράμετρο το
εύρος ζώνης.
Τα
πλεονεκτήματα
της Μ-αδικής
σηματοδοσίας
είναι:
Τα
μειονεκτήματα
της Μ-αδικής
σηματοδοσίας
είναι:
Σε
δυαδικό
σύστημα τα
σφάλματα bit και
συμβόλων ταυτίζονται,
επειδή κάθε
σύμβολο
αντιστοιχεί σε
ένα bit. Σε Μ-δικά
συστήματα (Μ>2)
όμως αυτό δεν
ισχύει. Στην
πράξη μερικά
σύμβολα είναι
πιο επιρρεπή
στην εσφαλμένη
ανίχνευση από
άλλα, ανάλογα
με το πόσο μοιάζουν
στα γειτονικά
σύμβολα. Η
προσεκτική
επιλογή της
μορφής κάθε
συμβόλου
μπορεί να
βοηθήσει στην
ελαχιστοποίηση
του αριθμού
των εσφαλμένων
bit που
προκύπτουν σε
κάθε εσφαλμένα
ανιχνευόμενο
σύμβολο.
Κωδικοποίηση
Gray ονομάζεται
μία μέθοδος
αντιστοίχησης
των bit, σύμφωνα με
την οποία οι
μορφές των
διαδοχικών
συμβόλων
διαφέρουν μόνο
κατά ένα bit. Εάν
θεωρήσουμε ότι
η διαδικασία
ανίχνευσης θα
ανιχνεύσει
εσφαλμένα
κάποιο σύμβολο
δηλαδή αντί για
το γειτονικό
το, μπορούμε να
συνάγουμε ότι
η πιθανότητα
εμφάνισης
εσφαλμένων bit θα
είναι περίπου
ίση με την
πιθανότητα
εμφάνισης
εσφαλμένων δια
τον αριθμό k των
bit που
κωδικοποιούνται
σε κάθε
σύμβολο,
δηλαδή .
Προκειμένου
να καθορίσουμε
το μέγιστο
ρυθμό με τον
οποίο δεδομένα
μπορούν να
αποσταλούν σε
ένα επικοινωνιακό
κανάλι, πρέπει
να γνωρίζουμε
το μέγιστο
αριθμό αλλαγής
συμβολικών
καταστάσεων
που μπορεί να
υποστηρίξει το
κανάλι συναρτήσει
του εύρους
ζώνης. Για
παράδειγμα, ας
θεωρήσουμε την
κυματομορφή που
απεικονίζεται
στο Σχήμα
2‑4 και
αντιστοιχεί σε
σύστημα
οκταδικής
σηματοδοσίας
και ότι το
κανάλι
επιτρέπει τη
διέλευση σημάτων
με συχνοτικό
περιεχόμενο
από 0 Hz
έως B Hz.
Σχήμα 2‑4. Κυματομορφή
οκταδικής
σηματοδοσίας
και απαιτούμενο
εύρος ζώνης.
Εφόσον η
ζώνη διέλευσης
του καναλιού (channel
passband) είναι Β
Hz θα πρέπει
τουλάχιστον η
θεμελιώδης
συχνότητα της
κυματομορφής
δεδομένων να εμπίπτει
εντός αυτής,
και επομένως το
ελάχιστο εύρος
ζώνης που
απαιτείται για
εκπομπή
απαλλαγμένη
από σφάλματα
σε ένα κανάλι
βασικής ζώνης
είναι , όπου TS είναι η
διάρκεια της
συμβολικής
κατάστασης.
Γνωρίζοντας
ότι ο μέγιστος
ρυθμός
αποστολής (συχνότητα)
συμβόλων στο
κανάλι είναι 2Β
και ότι ο κάθε
σύμβολο
μεταφέρει log2M bits,
συμπεραίνουμε
ότι η
χωρητικότητα
ενός καναλιού
με ζώνη
διέλευσης Β Hz είναι:
Καθώς ο
αριθμός των
συμβολικών
καταστάσεων
αυξάνει, η
ικανότητα του
δέκτη να
διαχωρίσει μεταξύ
αυτών
ελαττώνεται με
την εμφάνιση
θορύβου ή/και
παρεμβολών.
Επομένως ο
λόγος σήματος
προς θόρυβο (signal power S to noise power N ratio) παίζει
σημαντικό ρόλο
στον καθορισμό
του αριθμού
των συμβολικών
καταστάσεων
που μπορούν να
χρησιμοποιηθούν
ώστε να
επιτευχθεί
επικοινωνία απαλλαγμένη
από σφάλματα. Η
συνδυασμένη
επίδραση του
θορύβου και
του εύρους
ζώνης στο
ρυθμό
μετάδοσης
δεδομένων σε
ένα κανάλι
επικοινωνίας
συνοψίζεται
στην διάσημη
πια σχέση των Shannon
και Hartley:
Το
θεώρημα των Shannon-Hartley
δηλώνει ότι
εάν ο ρυθμός
μετάδοσης
δεδομένων σε
ένα κανάλι με
εύρος ζώνης Β
και για
δεδομένο λόγο
σήματος προς
θόρυβο S/N είναι
μικρότερος από
το
προβλεπόμενο
όριο χωρητικότητας
C, τότε η
επικοινωνία
είναι απαλλαγμένη
από σφάλματα. Η
σχέση αυτή μας
δίδει τη δυνατότητα
να εκτιμήσουμε
την εφικτότητα
κάθε ψηφιακού
συστήματος
επικοινωνίας,
διότι
επιτρέπει
άμεσα τον καθορισμό
του θεωρητικού
άνω ορίου της
χωρητικότητας
καθότι υποθέτει
ότι η
επικοινωνιακή
ζεύξη είναι
πλήρως απαλλαγμένη
από αλλοιώσεις
και παρεμβολές
και υφίσταται
μόνο τη
επίδραση AWGN
θορύβου.
Σε ένα
σύστημα
επικοινωνίας η
μέση ισχύς
σήματος είναι S=Eb C,
όπου Eb
είναι η μέση
λαμβανόμενη ενέργεια
ανά bit πληροφορίας
(Watts/bit). Επίσης η
μέση ισχύς
θορύβου είναι Ν=Ν0 Β,
όπου Ν0 είναι
η πυκνότητα
ισχύος του
θορύβου (Watts/Hz). Έτσι
το
θεώρημα Shannon-Hartley
μπορεί να
γραφεί στη
μορφή:
όπου ΒΕ είναι η φασματική
απόδοση και ο
λόγος Eb/Ν0
εκφράζει τον
ανηγμένο ανά bit
πληροφορίας
και μονάδα
εύρους ζώνης
λόγο σήματος
προς θόρυβο
εκφράζοντας
ταυτόχρονα κι
ένα μέτρο της απόδοσης
ισχύος του
συστήματος. Το
θεώρημα Shannon-Hartley
δείχνει καθαρά
ότι η
φασματική απόδοση
μπορεί να
ανταλλαγεί με
την απόδοση
ισχύος και
αντίστροφα,
όπως φαίνεται
και στο Σχήμα
2‑5.
Σχήμα 2‑5. Γραφική αναπαράσταση του θεωρήματος των Shannon-Hartley.
Από την
ανάλυση Fourier
γνωρίζουμε ότι
το εύρος ζώνης
ενός ιδανικού
ορθογωνικού
παλμού είναι
άπειρο. Καθότι
οι διάφορες
τηλεπικοινωνιακές
διατάξεις όπως
και το μέσο
μετάδοσης
έχουν ένα
συγκεκριμένο
εύρος ζώνης
είναι επόμενο
οι ιδανικοί
ορθογωνικοί παλμοί
να φιλτράρονται
καθώς η
πληροφορία
διαδίδεται από
τον πομπό στο
δέκτη. Το
αποτέλεσμα
αυτού του φιλτραρίσματος
είναι η
διασπορά των
συμβόλων που
χρησιμοποιούνται
για τη μετάδοση
δεδομένων,
όπως απεικονίζεται
στο Σχήμα
3‑1.
Σχήμα 3‑1. Διέλευση
ορθογωνικού
παλμού δια μέσου
φίλτρου περιορισμένου
εύρους ζώνης.
Η
διασπορά -λόγω
του
πεπερασμένου
εύρους ζώνης
είτε του μέσου
διάδοσης είτε
των διατάξεων
του πομπού και
του δέκτη- των
διαδοχικών
συμβόλων έχει
ως αποτέλεσμα
την επικάλυψη
μέρους της
ενέργειας του
ενός με τα γειτονικά
του
προκαλώντας
έτσι το
λεγόμενο
πρόβλημα της διασυμβολικής
παρεμβολής (intersymbol interference). Το
φαινόμενο της
διασυμβολικής
παρεμβολής
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
3‑2.
Σχήμα 3‑2. Το φαινόμενο της διασυμβολικής παρεμβολής.
Η διασυμβολική
παρεμβολή
είναι ένα
πρόβλημα που
είναι σε θέση
να υποβαθμίσει
σοβαρά την
ικανότητα του
ανιχνευτή
δεδομένων στο
δέκτη να
διαχωρίσει το
τρέχον σύμβολο
από τα
γειτονικά του
λόγω της
διασποράς της
ενέργειας
αυτών. Έτσι,
ακόμη και στην
περίπτωση που
δεν έχουμε
θόρυβο σε ένα
κανάλι
επικοινωνίας,
η διασυμβολική
παρεμβολή
μπορεί να οδηγήσει
στην
λανθασμένη
ανίχνευση
συμβόλων,
έχοντας ως
αποτέλεσμα τον
αναπόφευκτο
ρυθμό
σφαλμάτων (irreducible error rate).
Το
φαινόμενο της
διασυμβολικής
παρεμβολής
είναι δυνατόν
να περιοριστεί
σε τέτοιο βαθμό,
ώστε να μην
υποβαθμίζει
την ποιότητα
της ζεύξης
αναφορικά στον
παρατηρούμενο
ρυθμό
εμφάνισης σφαλμάτων.
Αποδεικνύεται
ότι εάν η
συνάρτηση μεταφοράς
του καναλιού
επικοινωνίας
(συμπεριλαμβανομένου
του πομπού,
μέσου
μετάδοσης και δέκτη)
είναι σύμφωνη
κατά το
κριτήριο Nyquist,
τότε η
διασυμβολική
παρεμβολή
μηδενίζεται.
Η
χαρακτηριστική
ιδιότητα της
συνάρτησης
μεταφοράς κατά
Nyquist είναι ότι η
ζώνη μετάβασης
μεταξύ των
ζωνών διέλευσης
και αποκοπής
είναι συμμετρική
περί την
συχνότητα fs=1/2Ts (Σχήμα
3‑3).
Σχήμα 3‑3. Συνάρτηση μεταφοράς κατά το κριτήριο Nyquist.
Σε ένα
κανάλι με
συνάρτηση
μεταφοράς Nyquist, τα
σύμβολα εξακολουθούν
να εμφανίζουν
διασπορά, αλλά
η κυματομορφή
τους έχει την
ιδιότητα να
περνά από το
μηδέν σε
χρονικές
στιγμές που
είναι πολλαπλάσια
της διάρκειας
του συμβόλου (Σχήμα
3‑4).
Σχήμα 3‑4. Διέλευση ορθογωνικού παλμού δια φίλτρου Nyquist.
Διενεργώντας
τη διαδικασία
της
δειγματοληψίας
των δεδομένων τις
χρονικές
εκείνες
στιγμές που η
διασυμβολική
παρεμβολή
διέρχεται δια
του μηδενός, η
ενέργεια
διασποράς των γειτονικών
συμβόλων δεν
επηρεάζει την
τιμή του
τρέχοντος συμβόλου
τη στιγμή της
δειγματοληψίας
(Σχήμα
3‑5). Είναι
όμως ευνόητο
ότι
προκειμένου να
περιοριστεί
κατά το δυνατόν
αποτελεσματικότερα
το πρόβλημα
της διασυμβολικής
παρεμβολής
απαιτείται
πολύ ακριβής
χρονισμός δειγματοληψίας
στο δέκτη.
Σχήμα 3‑5. Επίτευξη
μηδενικής
διασυμβολικής
παρεμβολής με
φίλτρο Nyquist.
Σε
πρακτικά
συστήματα
επικοινωνιών,
όπως για παράδειγμα
σε ένα
κλασσικό
τηλεφωνικό
κανάλι, η
επίτευξη συνάρτησης
μεταφοράς κατά
Nyquist είναι αρκετά
δύσκολη. Παρά
το γεγονός ότι
το τηλεφωνικό modem
μπορεί να έχει
σχεδιαστεί
έτσι ώστε να
επιτυγχάνεται
μηδενική διασυμβολική
παρεμβολή, η
γραμμή
μεταφοράς
μπορεί να εισάγει
σημαντική
αλλοίωση
καταργώντας
την όποια
προσεκτική
προσπάθεια
σχεδίασης. Γι
αυτό το λόγο
χρησιμοποιούνται
προσαρμοζόμενοι
ισοσταθμητές (adaptive equalizers) ώστε
να εξομαλύνουν
την συνάρτηση
μεταφοράς του καναλιού
και να
επιτυγχάνεται
συνάρτηση μεταφοράς
κατά Nyquist. Τα
περισσότερα
τηλεφωνικά modem
σήμερα
λειτουργούν σε
ταχύτητες
μεγαλύτερες
των 9.6kbps και
χρησιμοποιούν
προσαρμοζόμενους
ισοσταθμητές
που αποστέλλουν
εκπαιδευτικές
ακολουθίες
κατά τη
διάρκεια της σηματοδοσίας
πριν την
έναρξη της
συνομιλίας ή
της αποστολής
δεδομένων, για
να καθορίσουν
την μη ιδανική
απόκριση του
καναλιού.
Το
διάγραμμα
οφθαλμού είναι
μια εποπτική
μέθοδος
διάγνωσης
προβλημάτων σε
συστήματα
μετάδοσης δεδομένων.
Το διάγραμμα
οφθαλμού
προκύπτει όταν
συνδέσουμε
έναν
παλμογράφο στο
σημείο εκείνο
του δέκτη όπου
τα δεδομένα
έχουν
φιλτραριστεί
και αποδιαμορφωθεί
αλλά δεν έχουν
αναγνωριστεί
και μετατραπεί
σε δυαδικά
ψηφία. Ο
παλμογράφος
σκανδαλίζεται
επαναληπτικά
σε κάθε
περίοδο
συμβόλου ή σε
καθορισμένο
πολλαπλάσιο
της περιόδου
του συμβόλου,
ανακτώντας το
σήμα χρονισμού
συμβόλων από
τη λαμβανόμενη
κυματομορφή.
Βασιζόμενοι στην
αδράνεια
οπτικής
απεικόνισης
του παλμογράφου,
το αποτέλεσμα
είναι η υπέρθεση
μιας επικαλυπτόμενης
ακολουθίας
συμβολικών
καταστάσεων που
οδηγεί στη
σύνθεση του
διαγράμματος
οφθαλμού. Ένα
τυπικό
διάγραμμα
οφθαλμού
απεικονίζεται
στο Σχήμα
3‑6.
Σχήμα 3‑6. Διάγραμμα οφθαλμού.
Τα
διαγράμματα
οφθαλμού αποτελούν
ένα εξαιρετικό
διαγνωστικό
εργαλείο για
την ανίχνευση
αιτιών
υποβάθμισης
της ποιότητας
μιας
τηλεπικοινωνιακής
ζεύξης. Στο Σχήμα
3‑7 παρουσιάζονται
διάφορες
αιτίες
υποβιβασμού της
ποιότητας ενός
τηλεπικοινωνιακού
καναλιού, με
καθεμιά να
έχει τη δική
της επίδραση
στην εμφάνιση
του
διαγράμματος
οφθαλμού.
Σχήμα 3‑7. Επίδραση
διαφόρων
παραγόντων
υποβάθμισης
στο διάγραμμα
οφθαλμού.
Διαγράμματα
οφθαλμού για περιπτώσεις
σηματοδοσίας
τεσσάρων και δεκαέξι
επιπέδων παρουσιάζονται
στο Σχήμα
3‑8.
Σχήμα 3‑8. Διαγράμματα οφθαλμού για διαμόρφωση τεσσάρων και δεκαέξι καταστάσεων.
Τα
φίλτρα
υψωμένου
συνημιτόνου
αποτελούν μια
δημοφιλή
υλοποίηση των
φίλτρων Nyquist.
Ονομάζονται
δε έτσι, λόγω
του ότι το
σχήμα της
ζώνης μετάβασης
(η ζώνη μεταξύ
των ζωνών
διέλευσης και
αποκοπής) μοιάζει
με τμήμα της
κυματομορφής
ενός
συνημιτόνου. Η
οξύτητα του
φίλτρου ελέγχεται
από τον
παράγοντα
κλίσης του
φίλτρου α.
Το εύρος ζώνης Β που
καταλαμβάνεται
από ένα σήμα
που
φιλτράρεται από
φίλτρο υψωμένου
συνημιτόνου
δίδεται από τη
σχέση:
Η
απόκριση
συχνότητας
ενός φίλτρου
υψωμένου συνημιτόνου
για διάφορες
τιμές του
παράγοντα κλίσης
απεικονίζονται
στο Σχήμα
3‑9.
Σχήμα 3‑9. Απόκριση συχνότητας φίλτρων υψωμένου συνημιτόνου για διάφορες τιμές του παράγοντα κλίσης.
Ο
παράγοντας
κλίσης α
κυμαίνεται
μεταξύ 0 και 1, με
την τιμή 0 να
αντιστοιχεί σε
ένα ιδανικό φίλτρο,
το «φίλτρο
πλινθοδομής»
και το 1 στο
μέγιστο δυνατό
εύρος ζώνης Nyquist.
Μια σημαντική
ιδιότητα του
φίλτρου
υψωμένου
συνημιτόνου
είναι το ομαλό
σχήμα του
φάσματος
μεταξύ της
ζώνης
διέλευσης και
της ζώνης
αποκοπής, που
οδηγεί σε
μείωση των
παλμικών
ταλαντώσεων
στο πεδίο του
χρόνου. Η
κρουστική
απόκριση ενός
φίλτρου
υψωμένου
συνημιτόνου
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
3‑10.
Σχήμα 3‑10. Κρουστική
απόκριση
φίλτρου
υψωμένου
συνημιτόνου
για διάφορες
τιμές του
παράγοντα
κλίσης.
Παράδειγμα:
Μια
ακολουθία
δεδομένων οκτώ
επιπέδων
βασικής ζώνης
έχει περίοδο
συμβόλων 100μs.
Ποιο είναι το
ελάχιστο εύρος
ζώνης Β που
απαιτείται για
εκπομπή,
θεωρώντας ότι χρησιμοποιείται
ένα φίλτρο
υψωμένου
συνημιτόνου με
α=0.33; Πόσος χρόνος
χρειάζεται για
τη μετάδοση
ενός
εκατομμυρίου bits;
Λύση:
Η μονάδα
ταχύτητας
μετάδοσης
ψηφιακών
παλμών είναι 1/10∙10-6
ή 100,000 symbols/sec. Κάθε
σύμβολο μεταφέρει
3 bit πληροφορίας,
οπότε η
ταχύτητα
μετάδοσης των bit είναι 300,000
bits/sec.
Η
υλοποίηση
φίλτρων που
έχουν απόκριση
συχνότητας
κατά Nyquist είναι
δύσκολο να
πραγματοποιηθεί
με αναλογική
τεχνολογία κι
εξαρτήματα. Οι
πρόσφατες όμως
τεχνολογικές εξελίξεις
επέτρεψαν την
εύκολη και
φθηνή υλοποίηση
με τη χρήση
ψηφιακών
επεξεργαστών
σήματος. Χρησιμοποιώντας
τα φίλτρα πεπερασμένης
κρουστικής
απόκρισης (finite impulse response–FIR)
καθίσταται
δυνατή η υλοποίηση
φίλτρων
υψωμένου
συνημιτόνου
στον επιθυμητό
βαθμό
ακρίβειας.
Ο
χρονισμός
συμβόλων στο
δέκτη μπορεί
να ανακτηθεί με
την αποστολή
ενός σήματος
χρονισμού
αναφοράς μαζί
με την
αποστολή
δεδομένων. Τα
περισσότερα όμως
σύγχρονα
συστήματα
ψηφιακών
επικοινωνιών
ανακτούν την
πληροφορία
χρονισμού από
τα ίδια τα
δεδομένα κάνοντας
χρήση της
μεθόδου της διέλευσης
δια του
μηδενός (zero-crossing).
Σχήμα 3‑11. Ανάκτηση χρονισμού για σήματα φιλτραρισμένα με φίλτρο υψωμένου συνημιτόνου.
Το
πρόβλημα της
ανάκτησης του
χρονισμού
συμβόλων γίνεται
πολύ πιο απλό
για δεδομένα
που έχουν
φιλτραριστεί
με φίλτρο
υψωμένου συνημιτόνου,
του οποίου ο
παράγοντας
κλίσης είναι α=1. Στην
περίπτωση
αυτή, η
διέλευση της
κυματομορφής δεδομένων
δια του
μηδενός συμβαίνει
τη χρονική
στιγμή TS/2
πριν το
βέλτιστο
σημείο
ανίχνευσης (Σχήμα
3‑12) για
μηδενική
διασυμβολική
παρεμβολή. Σκανδαλίζοντας
ένα χρονιστή
ώστε η
δειγματοληψία
να λάβει χώρα TS/2
αργότερα από
τη χρονική
στιγμή
διέλευσης δια
του μηδενός,
επιτυγχάνεται
ο ιδανικός
χρονισμός
συμβόλων. Όταν
τα δεδομένα
περιέχουν
μεγάλες ακολουθίες
‘1’ ή ‘0’, η
δειγματοληψία
θα πρέπει μέσω
της διαδικασίας
της παρεμβολής
να καθορίσει
το σωστό
χρονικό διάστημα
δειγματοληψίας
μέχρι την
επόμενη
διέλευση της
κυματομορφής
δεδομένων δια
του μηδενός.
Το κύριο
μειονέκτημα
της χρήσης
φίλτρων
υψωμένου
συνημιτόνου με
α=1 σε συστήματα
χρονισμού
είναι το
μεγάλο εύρος
ζώνης που
απαιτείται.
Επιπροσθέτως,
ο θόρυβος που συνοδεύει
το λαμβανόμενο
σήμα επηρεάζει
τις μεμονωμένες
διελεύσεις δια
του μηδενός
και προκειμένου
να ανακτηθεί
με ακρίβεια ο
σωστός
χρονισμός απαιτείται
κάποια μορφή
εξαγωγής του
μέσου όρου μέσω
μιας
διαδικασίας
ολοκλήρωσης.
Έτσι, σε
σύγχρονους
δέκτες χρησιμοποιούνται
ειδικά
κυκλώματα που
καταπολεμούν
τα φαινόμενα
του θορύβου
αλλά και των μη
ιδανικών
διελεύσεων δια
του μηδενός
λόγω της
επιλογής
παράγοντα
κλίσης
μικρότερου της
μονάδας. Ένα
τέτοιο κύκλωμα
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
3‑12.
Σχήμα 3‑12. Κύκλωμα ανάκτησης χρονισμού συμβόλων.
Η
λειτουργία του
κυκλώματος
βασίζεται στην
παραγωγή
παλμών
διάρκειας TS/2 από ένα
μονοσταθές
κύκλωμα κάθε
φορά που η τάση
της κυματομορφής
δεδομένων διέρχεται
δια του
μηδενός. Στη
συνέχεια, ο
παλμός αυτός
συγκρίνεται σε
ένα ψηφιακό
μίκτη με το
τοπικό παραγόμενο
ρολόι που
λειτουργεί σε
συχνότητα πλησίον
της συχνότητας
αποστολής
συμβόλων. Στη
συνέχεια η
έξοδος του
μίκτη
ολοκληρώνεται
και φιλτράρεται
προκειμένου να
παραχθεί μια dc
εξομαλυνμένη
τάση ελέγχου, η
οποία
χρησιμοποιείται
ως είσοδος σε
ένα ταλαντωτή
ελεγχόμενο από
τάση για να συντονίσει
το τοπικό
ρολόι στην
πραγματική
συχνότητα
αποστολής των
συμβόλων.
Η
λειτουργία
ενός ψηφιακού
δέκτη είναι να
αναγνωρίζει
σωστά σε κάθε
περίοδο του
συμβόλου ποιο
σύμβολο στάλθηκε
από τον πομπό.
Αυτό
επιτυγχάνεται
με την δειγματοληψία
του
λαμβανόμενου
σήματος σε
κάθε περίοδο
του συμβόλου
και με την
σύγκρισή του
με ένα προκαθορισμένο
όριο απόφασης.
Σχήμα 3‑13. Διάγραμμα βαθμίδων κυκλώματος δειγματοληψίας.
Ο σκοπός
του φίλτρου
είναι να
απομακρύνει
όσο περισσότερο
θόρυβο γίνεται
χωρίς να
επηρεαστεί το ωφέλιμο
σήμα με
ανεπιθύμητο
τρόπο. Μ’ άλλα
λόγια, ο σκοπός
του φίλτρου
είναι να
μεγιστοποιήσει
το λόγο
σήματος προς
θόρυβο κατά τη
στιγμή
δειγματοληψίας.
Το φίλτρο που
μεγιστοποιεί
το λόγο
σήματος προς θόρυβο
στην έξοδό του ονομάζεται
προσαρμοσμένο
φίλτρο.
Αποδεικνύεται,
ότι για ένα
κανάλι που
υπόκειται σε
θόρυβο AWGN το
προσαρμοσμένο
φίλτρο είναι
αυτό του
οποίου η κρουστική
απόκριση είναι
μια χρονικά
ανεστραμμένη
και
καθυστερημένη
έκδοση της
κυματομορφής του
παλμού
σηματοδοσίας,
δηλαδή:
Σχήμα 3‑14. Κρουστική απόκριση προσαρμοσμένου φίλτρου.
Αναφερόμενοι
στο πεδίο της
συχνότητας, το
προσαρμοσμένο
φίλτρο
ορίζεται ως
αυτό του οποίου
η απόκριση
συχνότητας
είναι ίση με
την μιγαδική
συζυγή της
απόκρισης
συχνότητας της
κυματομορφής του
συμβόλου
σηματοδοσίας,
δηλαδή:
Αποδεικνύεται
επίσης ότι ο λόγος
SNR στην έξοδο του
προσαρμοσμένου
φίλτρου κατά
τη στιγμή
δειγματοληψίας
είναι ,
όπου Ε
είναι η
ενέργεια του
συμβόλου του
λαμβανόμενου
σήματος και Ν0
είναι η
φασματική
πυκνότητα
θορύβου του AWGN.
Στο
ερώτημα εάν
είναι δυνατή η
κατασκευή ενός
προσαρμοσμένου
φίλτρου που
ταυτόχρονα να
ικανοποιεί το
κριτήριο Nyquist για
μηδενική διασυμβολική
παρεμβολή, την
απάντηση δίδει
το φίλτρο
ρίζας υψωμένου
συνημιτόνου,
το οποίο
αποδείχθηκε[3]
ότι ικανοποιεί
και τις δύο
αυτές
απαιτήσεις.
Αφού
καθοριστεί το
βέλτιστο
(προσαρμοσμένο)
φίλτρο είναι αναγκαίο
να επιλεχτεί
ένα κατάλληλο
όριο για τον συγκριτή
ώστε η
αναλογία
σφάλματος των bits
(Bit Error Ratio–BER) [το BER
είναι
ισοδύναμο με
την πιθανότητα
λανθασμένης λήψης
bits ΡΕ]
να
ελαχιστοποιηθεί.
Αν το κανάλι
υπόκειται σε AWGN
και η στάθμη
τάσης V0
χρησιμοποιείται
για να
μεταδώσει ένα
λογικό ‘0’ και η
στάθμη τάσης V1 για
ένα λογικό ‘1’,
τότε η στάθμη
σήματος στην
είσοδο του συγκριτή
περιγράφεται
από τις
ακόλουθες
κατανομές
πυκνότητας
πιθανότητας:
Σχήμα 3‑15. Διεύρυνση της στάθμης σηματοδοσίας για δυαδικό κανάλι λόγω AWGN.
Για το
παραπάνω
δυαδικό κανάλι
ισχύει:
Η
πιθανότητα το ‘1’
να
παρερμηνευτεί
ως ‘0’ και η πιθανότητα
το ‘0’ να
παρερμηνευτεί
ως ‘1’ είναι:
και
,
αντίστοιχα.
Αν η
πιθανότητα
εκπομπής ενός
λογικού ‘1’ είναι Q, δηλαδή Ρ(‘1’)=Q, και Ρ(‘0’)=1-Q, η
πιθανότητα να
εμφανιστεί
σφάλμα στο
κανάλι
επικοινωνίας είναι
. Για ένα
κανάλι όπου τα
λογικά σύμβολα
‘0’ και ‘1’ είναι
ομοίως πιθανά, δηλαδή
Q=0.5 η
πιθανότητα
σφάλματος
είναι:
Η
πιθανότητα
σφάλματος ΡΕ
ελαχιστοποιείται
στο σημείο
όπου
δηλαδή
στο σημείο
τομής των πυκνοτήτων
πιθανότητας των
συμβόλων ‘0’ και ‘1’. Στην
περίπτωση δε
που οι
κατανομές
πυκνότητας πιθανότητας
είναι ίδιες τότε
. Η
πιθανότητα
σφάλματος PE μπορεί να
υπολογιστεί ως
ακολούθως:
όπου
Στην
περίπτωση
μονοπολικής
σηματοδοσίας V1=V, V0=0. Επίσης, η
μέση ενέργεια
ανά bit είναι και . Έτσι,
χρησιμοποιώντας
τη σχέση (3.8) η
πιθανότητα
σφάλματος PE ή BER ισούται
με:
Στην
περίπτωση
διπολικής
σηματοδοσίας V1=V, V0=-V. H μέση
ενέργεια ανά bit
είναι και . Έτσι,
χρησιμοποιώντας
τη σχέση (3.8) η
πιθανότητα σφάλματος
PE ή BER
ισούται με:
Το Σχήμα 3‑16 απεικονίζει
τη γραφική
παράσταση της πιθανότητας
σφάλματος PE συναρτήσει
του λόγου ES/N0 για την
μονοπολική και
διπολική
σηματοδοσία.
Είναι φανερό
ότι η απόδοση
της διπολικής
σηματοδοσίας
είναι ανώτερη
από αυτή της
μονοπολικής.
Για παράδειγμα,
για ES/N0=10dB, PE=10-3
για τη
μονοπολική και
PE=10-6
για την
διπολική
σηματοδοσία.
Σχήμα 3‑16. Απόδοση BER
μονοπολικής
και διπολικής
σηματοδοσίας
βασικής ζώνης.
Αποδεικνύεται
ότι για σηματοδοσία
Μ-επιπέδων η
πιθανότητα
σφάλματος PE ή BER
δίδεται από τη
σχέση:
Σχήμα 3‑17. Απόδοση BER σηματοδοσίας 2, 4 και 8 επιπέδων βασικής ζώνης.
Το Σχήμα 3‑17 απεικονίζει
τη γραφική
παράσταση της
πιθανότητας
σφάλματος PE συναρτήσει
του λόγου Eb/N0 για
σηματοδοσία 2, 4
και 8 επιπέδων.
Σημειώνεται
ότι Eb=ΕS/k,
όπου k
είναι ο
αριθμός των bit
που
κωδικοποιούνται
σε κάθε σύμβολο.
Άσκηση:
Ποια
θα είναι η
μείωση στη
ανθεκτικότητα
στο θόρυβο για
ένα modem που
αλλάζει την βασικής
ζώνης
σηματοδοσία
του από 2 σε 8
επίπεδα, αν και
για τις δυο
περιπτώσεις το
PE διατηρεί
την ίδια τιμή PE
=1x10-4.
(Λύση: x=3.85,
Eb/No=51.878 ή 17.15dB, x=3.72, Eb/No=6.92
ή 8.4 dB, οπότε μείωση
17.15-8.4=8.75dB)
Στις
εφαρμογές όπου
δεν διατίθεται
συνεχόμενο εύρος
ζώνης απο τα 0 Hz
πρέπει να
χρησιμοποιείται
η σηματοδοσία
διέλευσης
ζώνης (bandpass signalling). Εδώ
ο στόχος είναι
να
συγκεντρωθεί η
ενέργεια του
σήματος γύρω
από μια δεδομένη
συχνότητα
λειτουργίας. Η
διαδικασία
συνήθως
περιλαμβάνει τη διαμόρφωση
του πλάτους,
της συχνότητας
και/ή της φάσης
ενός ημιτονικού
κύματος που
λέγεται φέρον
(carrier).
Σχήμα 4‑1. Φάσμα συχνοτήτων και τυπικές εφαρμογές.
Η πιο
απλή μορφή
διαμόρφωσης
διέλευσης
ζώνης μίας
ακολουθίας
δεδομένων
είναι η Ψηφιακή
Διαμόρφωση
Πλάτους (Amplitude Shift Keying–ASK).
Εδώ τα σύμβολα
παριστάνονται
ως διακριτές
τιμές πλάτους
ενός φέροντος
συγκεκριμένης
συχνότητας.
Στη δυαδική ASK
απαιτούνται μόνο
δύο
καταστάσεις
συμβόλων, οπότε
το φέρον απλά
ενεργοποιείται
ή διακόπτεται
και γι’ αυτό η
διαδικασία
ονομάζεται
επίσης Διαμόρφωση
ON-OFF (On-Off Keying–OOK).
Σχήμα 4‑2. Ψηφιακή διαμόρφωση πλάτους και παραγόμενο φάσμα.
Το
διαμορφωμένο
φάσμα γι’ αυτή
την περίπτωση
αποτελείται
από δύο
παρόμοιες
συνιστώσες
τοποθετημένες
συμμετρικά ως
προς τη
συχνότητα του
φέροντος. Η
φασματική
απόδοση της ASK
είναι 1bit/s/Hz, εφόσον
το
κατειλημμένο
εύρος ζώνης
διέλευσης
είναι το
διπλάσιο αυτού
της βασικής
ζώνης.
Για να
περιοριστεί το
εύρος ζώνης
που
καταλαμβάνεται
απο το
εκπεμπόμενο
σήμα ASK απαιτείται
φιλτράρισμα ή
μορφοποίηση
των παλμών
είτε πριν είτε
μετά τη
διαμόρφωση του
φέροντος.
Εφόσον το
φιλτράρισμα
της ακολουθίας
δεδομένων
βασικής ζώνης απαιτεί
φίλτρα υψηλής
ποιότητας,
συνίσταται το
φιλτράρισμα
για τον
περιορισμό του
εύρους ζώνης
να πραγματοποιείται
στο
αδιαμόρφωτο
σήμα, ήτοι:
Σχήμα 4‑3. Φιλτράρισμα
δεδομένων για
τον περιορισμό
του καταλαμβανόμενου
εύρους ζώνης.
Με τη
μέθοδο
διαμόρφωσης ASK, η
πληροφορία που
θέλουμε να μεταφερθεί
αποθηκεύεται
στο πλάτος ή
αλλιώς την
περιβάλλουσα (envelope)
του
διαμορφωμένου
φέροντος. Έτσι,
τα δεδομένα
μπορούν να
ανακτηθούν
χρησιμοποιώντας
έναν ανιχνευτή
περιβάλλουσας,
όπως
απεικονίζεται
στο Σχήμα
4‑4.
Σχήμα 4‑4. Ανιχνευτής διόδου για αποδιαμόρφωση ASK.
Εάν
υπάρχει
διαθέσιμη η
ορθογωνική (quadrature) εκδοχή
του διαμορφωμένου
φέροντος στο
δέκτη τότε ο
ανιχνευτής που
φαίνεται στο Σχήμα
4‑5 μπορεί να
χρησιμοποιηθεί.
Σχήμα 4‑5. Ασύγχρονη ανίχνευση με την ορθογωνική μέθοδο.
Σύμφωνα
με τη μέθοδο
αυτή, τα
τετράγωνα της
συμφασικής και
της
ορθογωνικής
συνιστώσας προσθέτονται
στον αθροιστή.
Η έξοδος του
αθροιστή
είναι:
Στη
συνέχεια η
έξοδος διέρχεται
δια διάταξης
που υπολογίζει
τη ρίζα και
τελικά δια του
ολοκληρωτή για
να προκύψει η
αρχική
ακολουθία δεδομένων
α(t).
Ένας σύγχρονος
ανιχνευτής (coherent detector)
λειτουργεί
αναμιγνύοντας
το εισερχόμενο
στο δέκτη
διαμορφωμένο
σήμα δεδομένων
με ένα φέρον
αναφοράς που
παράγεται
τοπικά και
επιλέγοντας τη
συνιστώσα
διαφοράς από
την έξοδο του
μίκτη. Η
διαδικασία
αυτή
απεικονίζεται
στο Σχήμα
4‑6.
Σχήμα 4‑6. Κύκλωμα σύγχρονης ανίχνευσης.
Η
διαδικασία της
σύγχρονης ανίχνευσης
περιγράφεται μαθηματικά
ως:
Αν ο
φορέας είναι
σύμφωνος σε
φάση (phase coherent) με το
εισερχόμενο
διαμορφωμένο
σήμα, (αν δηλαδή
δεν υπάρχει
διαφορά
συχνότητας ή
φάσης ανάμεσα
στα δύο σήματα
και θ=0),
τότε η έξοδος
είναι ανάλογη
της
κυματομορφής α(t) και
επιτυγχάνεται
τέλεια
ανίχνευση.
Είναι
φανερό ότι για
να προκύψει η
ιδανική σύγχρονη
ανίχνευση θα
πρέπει η
διαφορά φάσης
ανάμεσα στην
λαμβανόμενη
κυματομορφή
και την
κυματομορφή
του τοπικά
παραγόμενου
φέροντος πρέπει
να είναι
μηδενική.
Προκειμένου να
ικανοποιηθεί η
απαίτηση αυτή
συχνά
χρησιμοποιείται
ο βρόχος
κλειδωμένης
φάσης (phase
locked loop–PLL), ο οποίος
απεικονίζεται
στο Σχήμα
4‑7.
Σχήμα 4‑7. Βρόχος κλειδωμένης φάσης σε κύκλωμα σύγχρονης ανίχνευσης ASK.
Το
κύκλωμα του
βρόχου
κλειδωμένης
φάσης αποτελείται
από τρία
βασικά δομικά
στοιχεία: α)
έναν ταλαντωτή
ελεγχόμενο από
τάση (voltage
controlled oscillator–VCO) η συχνότητα
εξόδου του
οποίου είναι
ανάλογη της
τάσεως στην
είσοδό του, β)
έναν ανιχνευτή
φάσης ο οποίος
παράγει στην
έξοδό του μια
τάση που είναι
ανάλογη της
διαφοράς φάσης
των δύο
εισόδων του,
και γ) ένα φίλτρο
βρόχου το
οποίο χρησιμοποιείται
για να ελέγχει
τη δυναμική
συμπεριφορά
της
διαδικασίας
της ανάδρασης.
Η αρχή
λειτουργίας
του PLL βασίζεται
στη σύγκριση της
φάσης μεταξύ
του σήματος
εισόδου και
του τοπικού
ταλαντωτή
ελεγχόμενου
από τάση. Εάν
υφίσταται μια
διαφορά φάσης
ή/και
συχνότητας
μεταξύ των σημάτων,
τότε η
παραγόμενη
στην έξοδο του
φίλτρου βρόχου
τάση ρυθμίζει
κατάλληλα την
συχνότητα/φάση
του VCO, έτσι ώστε
η διαφορά αυτή
να
εκμηδενιστεί.
Όταν η διαφορά
μηδενιστεί η
παραγόμενη
τάση στην
έξοδο του φίλτρου
βρόχου είναι
μηδέν και ο VCO
λέγεται ότι
έχει «κλειδώσει»
στο σήμα
εισόδου.
Προκειμένου
να συγκρίνουμε
τις δύο μορφές
ανίχνευσης
είναι αναγκαίο
να
παρατηρήσουμε
το διανυσματικό
διάγραμμα (ή
διάγραμμα
αστερισμού ή
διάγραμμα
φασόρων) της ASK.
Για την
δυαδική ASK
διακρίνουμε
δύο συμβολικές
καταστάσεις, η
μία αναπαριστώμενη
από ένα
διάνυσμα
μηδενικού
πλάτους
(αντιστοιχούσα
στο λογικό ‘0’) και
η άλλη από
διάνυσμα
πλάτους Α
(αντιστοιχούσα
στο λογικό ‘1’).
Επίσης στο
ίδιο διάγραμμα
μπορεί να
αναπαρασταθεί
και ο ηλεκτρικός
θόρυβος στη
συχνότητα του
φορέα, ο οποίος είναι
της μορφής . Το διανυσματικό
διάγραμμα της
δυαδικής ASK και
του θορύβου
απεικονίζεται
στο Σχήμα
4‑8.
Σχήμα 4‑8. Διάγραμμα αστερισμού δυαδικής ASK και ηλεκτρικού θορύβου.
Θεωρούμε
τώρα την
περίπτωση που
επιθυμούμε να
ανιχνεύσουμε
το
διαμορφωμένο ASK
σήμα παρουσία
θορύβου. Ας
υποθέσουμε ότι
ο φορέας είναι
στη θέση ON
(λογικό ‘1’) και
ότι το
διάνυσμα του
ηλεκτρικού
θορύβου τη
δεδομένη χρονική
στιγμή
ανίχνευσης
έχει μέτρο Ν και φάση φ=60˚,
όπως φαίνεται
στο Σχήμα
4‑9.
Σχήμα 4‑9. Διανυσματικό διάγραμμα ηλεκτρικού θορύβου.
Στην
ασύγχρονη
ανίχνευση, -η
οποία διενεργεί
ανίχνευση
πλάτους-, μετράται
απλά το πλάτος
του
διανύσματος , αγνοώντας
τη φάση του.
Στην περίπτωση
αυτή, ο λόγος
σήματος προς
θόρυβο είναι . Στη
σύγχρονη
ανίχνευση,
όπου η
πληροφορία της
φάσης
διατηρείται,
το συνιστάμενο
διάνυσμα είναι και ο
λόγος σήματος
προς θόρυβο
είναι . Για το
συγκεκριμένο
παράδειγμα . Αυτός
είναι και ο λόγος
που η επίδοση
της σύγχρονης
μετάδοσης
είναι καλύτερη
από αυτή της
ασύγχρονης
μετάδοσης.
Η
πιθανότητα
σφάλματος για
την περίπτωση
της σύμφωνης ASK δίδεται
από:
ενώ, στην
περίπτωση της
ασύμφωνης ASK ο ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit είναι:
Οι
σχετικές
γραφικές
παραστάσεις
του BER
συναρτήσει του
λόγου Eb/No
για την
σύμφωνη και
ασύμφωνη ASK
παρουσιάζονται
στο Σχήμα
4‑10.
Σχήμα 4‑10. Επίδοση σύγχρονης και ασύγχρονης ανίχνευσης ASK.
Η
Ψηφιακή
Διαμόρφωση
Συχνότητας (Frequency Shift Keying – FSK)
έχει
χρησιμοποιηθεί
τα τελευταία
χρόνια κατά κόρο
για την
δημιουργία
ψηφιακών
σημάτων,
επειδή είναι
εύκολη στην δημιουργία
αλλά και την
ανίχνευση, ενώ
παράλληλα
είναι αναίσθητη
στις
διακυμάνσεις
πλάτους που
προσφέρει το
κανάλι. Η
μέθοδος FSK
μεταφέρει τα
δεδομένα
χρησιμοποιώντας
φορείς με
διακριτές
συχνότητες,
ώστε να
αναπαραστήσει
με αυτές τις
καταστάσεις
συμβόλων. Μια σημαντική
ιδιότητα της FSK
είναι ότι το
πλάτος του
διαμορφωμένου
σήματος είναι
σταθερό, καθώς
μεταβαίνουμε
από μία σε άλλη
συμβολική
κατάσταση.
Η
διαμόρφωση FSK
μπορεί να
δημιουργηθεί
με μεταγωγή
μεταξύ
διαφορετικών
πηγών
συχνοτήτων
χρησιμοποιώντας
ένα διακόπτη,
αλλά τότε
είναι πιθανόν
να συμβαίνουν
άλματα φάσης
μεταξύ των
καταστάσεων συμβόλων
κατά τις
στιγμές
μετακίνησης
του διακόπτη.
Κάθε ασυνέχεια
φάσης στα όρια
των συμβόλων
ενισχύει την εμφάνιση
υψίσυχνων όρων
στο φάσμα που
προκύπτει και
επομένως
αυξάνει το
εύρος ζώνης που
απαιτείται για
την μετάδοση.
Το
πρόβλημα της
αύξησης του
εύρους ζώνης
στην παραγωγή
της FSK
μπορεί να
καταπολεμηθεί εάν
το σήμα των
δεδομένων
εφαρμοστεί ως
τάση ελέγχου
σε έναν
ταλαντωτή
ελεγχόμενο από
τάση (VCO).
Εδώ η
μετάβαση από
την μία κατάσταση
συμβόλων στην
επόμενη
γίνεται ομαλά,
χωρίς ασυνέχεια
φάσης. Η
διαμόρφωση FSK
αυτού του
είδους ονομάζεται
FSK συνεχούς
φάσης (Conntinuous
Phase FSK, CPFSK).
Σχήμα 4‑11. Δημιουργία FSK.
Λόγω της
μη
γραμμικότητας
στην παραγωγή
της FSK
ο
προσδιορισμός
του
καταλαμβανόμενου
εύρους ζώνης
δεν είναι
εύκολος. Κατά
προσέγγιση
όμως μπορεί να
θεωρηθεί ότι
το συνολικά
καταλαμβανόμενο
εύρος
διέλευσης
ζώνης της FSK ισούται
με την
υπέρθεση του
εύρους ζώνης
που αντιστοιχεί
σε δύο ακολουθίες
ASK αναπτυγμένες
εκατέρωθεν των
φερουσών
συχνοτήτων που
αντιστοιχούν στα
FSK
σύμβολα. Στο Σχήμα
4‑12 απεικονίζεται
το τυπικό
εύρος ζώνης
που καταλαμβάνεται
από την
διαμόρφωση FSK.
Σχήμα 4‑12. Εύρος
ζώνης που
αντιστοιχεί σε
διαμόρφωση FSK.
Η
ασυνέχεια
φάσης στην FSK
επηρεάζει
σημαντικά το
καταλαμβανόμενο
εύρος ζώνης,
όπως έχουμε
ήδη
υπογραμμίσει
στο πρώτο κεφάλαιο
όταν
διαπραγματευτήκαμε
τις σειρές Fourier. Έτσι,
στην περίπτωση
της CPFSK,
σημαντικά
περισσότερη
ενέργεια είναι
συγκεντρωμένη
στον κύριο
λοβό, ενώ στην
περίπτωση της FSK με
ασυνέχειες
φάσης
παρατηρείται
σημαντική διασπορά
ενέργειας
στους
πλευρικούς
λοβούς.
Δύο
ειδικές
περιπτώσεις
της διαμόρφωσης
FSK οι
οποίες
χρησιμοποιούνται
πολύ συχνά σε
πρακτικά
υλοποιήσιμα
τηλεπικοινωνιακά
συστήματα, προκύπτουν
όταν η
απόσταση των
συχνοτήτων που
χρησιμοποιούνται
είναι ακριβώς
ίση με το ρυθμό
ή με το ήμισυ
του ρυθμού
εκπομπής
συμβόλων. Οι
ειδικές αυτές
περιπτώσεις
αντιστοιχούν
στην FSK
κατά Sunde
και την
διαμόρφφωση Minimum Shift Keying (MSK),
αντίστοιχα.
Στην περίπτωση
της FSK
κατά Sunde,
το προκύπτων
φάσμα
χαρακτηρίζεται
από την ύπαρξη
δύο διακριτών
φασματικών
γραμμών που
αντιστοιχούν
ακριβώς στις
συχνότητες των
συμβόλων, που
επικάθονται σε
ένα ευρύ ομαλό
φασματικό
ανάπτυγμα. Η
ύπαρξη των
φασματικών
αυτών γραμμών
είναι ιδιαίτερα
χρήσιμη στο
δέκτη
προκειμένου
αυτός να
ανιχνεύσει τις
συχνότητες που
χρησιμοποιούνται
στον πομπό για
την κωδικοποίηση
των συμβόλων. Στην
πολύ
ενδιαφέρουσα
δε περίπτωση
της MSK,
το παραγόμενο
φάσμα
χαρακτηρίζεται
από την ύπαρξη ενός
πολύ στενού
κύριου λοβού,
με σημαντική
μείωση στη
διασπειρόμενη
στους
πλευρικούς
λοβούς ενέργεια.
Σχήμα 4‑13. Εύρος
ζώνης της κατά Sunde FSK και MSK.
Η MSK
επιδεικνύει
ιδιαίτερα καλή
φασματική
απόδοση προσεγγίζοντας
την απόδοση
της
διαμόρφωσης QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), για την
οποία θα
συζητήσουμε
στο επόμενο
κεφάλαιο. Ως
αντιστάθμισμα
όμως της
εξαιρετικής
αυτής
φασματικής
απόδοσης είναι
η
πολυπλοκότητα
στην μέθοδο
δημιουργίας
και ανίχνευσης
της MSK
συγκρινόμενη
με απλούστερες
μορφές FSK, όπως π.χ. με
την FSK
κατά Sunde.
Η εξαιρετική
φασματική
απόδοση της MSK μπορεί
να βελτιωθεί
ακόμα
περισσότερο με
τη χρήση
φίλτρων
μορφοποίησης
παλμού πριν
από το
διαμορφωτή
(Αυτό βεβαίως
ισχύει για
όλες τις
μορφές
ψηφιακής
διαμόρφωσης). Πράγματι,
με την
υιοθέτηση ενός
μάλλον
ιδιαίτερου
χαμηλοπερατού
φίλτρου που
ονομάζεται
Γκαουσιανό
φίλτρο (Gaussian filter) το οποίο
σχεδιάζεται
έτσι ώστε να
αποκόπτει σημαντικά
την περιοχή
εκτός του
κυρίου λοβού
της MSK,
προκύπτει η
διαμόρφωση Gaussian Minimum Shift Keying (GMSK), η οποία
εμφανίζει
ιδιαίτερα
συγκεντρωμένη
περί τον κύριο
λοβό φασματική
ανάπτυξη. Το Σχήμα
4‑14
απεικονίζει
τον τρόπο με
τον οποίο
παράγεται η διαμόρφωση
GMSK.
Σχήμα 4‑14. Παραγωγή
διαμόρφωσης GMSK.
Η
εξαιρετική
φασματική
απόδοση της GMSK οδήγησε
τους σχεδιαστές
μηχανικούς του
Ευρωπαϊκού
Προτύπου Κινητών
Επικοινωνιών 2ης
γενιάς GSM (Global
Standard for Mobile) στην
υιοθέτησή της
ως μέθοδο
ψηφιακής
διαμόρφωσης.
Υπογραμμίζεται,
ότι μια από τις
σημαντικότερες
σχεδιαστικές
απαιτήσεις οφειλόμενη
στο περιορισμένο
προς διάθεση
φάσμα για την
ανάπτυξη των
συστημάτων
κινητών
επικοινωνιών 2ης
γενιάς ήταν η
αυστηρή
απαίτηση για
πολύ χαμηλή παρεμβολή
γειτονικού
καναλιού, μια
απαίτηση την οποία
ικανοποίησε
αποτελεσματικά
η GMSK.
Ένας από
τους
απλούστερους
τρόπους
ανίχνευσης της
δυαδικής
διαμόρφωσης FSK
είναι η
διαβίβαση του
συνολικού
σήματος σε δύο
φίλτρα
διέλευσης
ζώνης, που
είναι
συντονισμένα
στις δύο
συχνότητες
σηματοδοσίας,
και η
ανίχνευση της
εξόδου που
έχει την μεγαλύτερη
μέση τιμή κατά
την διάρκεια
κάθε συμβόλου.
Σχήμα 4‑15. Ασύγχρονη ανίχνευση της διαμόρφωσης FSK.
Αυτός ο
τρόπος συνιστά
στην ουσία ένα
ασύμφωνο ανιχνευτή
περιβάλλουσας
που
εφαρμόζεται σε
δύο ακολουθίες
ASK, και οι δύο
έξοδοι που
προκύπτουν
συγκρίνονται
σε έναν
συγκριτή. Η
μέθοδος δε
λαμβάνει υπόψη
τη φάση των
αντίστοιχων
συμβόλων και
έτσι, κατ’
αναλογία με τη ASK,
δεν αποδίδει
τόσο καλά όσο
ένα σύστημα
ανίχνευσης της
διαμόρφωσης FSK.
Η
σύμφωνη
ανίχνευση της
διαμόρφωσης FSK έχει
πολλές
ομοιότητες με
αυτήν της ASK, αλλά
στην περίπτωση
αυτή υπάρχουν
δύο ανιχνευτές
συντονισμένοι
στις δύο
συχνότητες
φορέα. Όπως και
στην ASK, η σύμφωνη
ανίχνευση και
η χρήση
προσαρμοσμένων
φίλτρων
ελαχιστοποιούν
την επίδραση
του θορύβου στο
δέκτη. Η
ανάκτηση των
φερόντων
αναφοράς στο
σύμφωνο ανιχνευτή
γίνεται εύκολα
εάν η απόσταση
συχνότητας τω
συμβόλων
καταστεί ίση
με το ρυθμό
εκπομπής συμβόλων,
καθώς τότε το
διαμορφωμένο
φάσμα θα
περιέχει δύο
διακριτές
φασματικές
γραμμές στις
συχνότητες των
φορέων. Το
μειονέκτημα
που έχει η χρήση
της FSK
κατά Sunde
είναι ότι το
εύρος ζώνης
του σήματος FSK
που προκύπτει
είναι περίπου 1.5 έως
2 φορές αυτό
ενός δυαδικού
σήματος ASK ή PSK που
είναι φιλτραρισμένο
με τον
βέλτιστο
τρόπο.
Σχήμα 4‑16. Σύγχρονη
ανίχνευση της
διαμόρφωσης FSK.
Η
θεωρητικά
προσδιορισμένη
απόδοση της
σύμφωνης και
ασύμφωνης FSK
παρουσιάζεται στο
Σχήμα
4‑17. Για
ορθογωνική
επιλογή των
συχνοτήτων που
αναπαριστούν
τα σύμβολα
αποδεικνύεται
ότι ο ρυθμός εμφάνισης
εσφαλμένων bit ισούται
με τον
αντίστοιχο της
σύμφωνης ASK, δηλαδή . Στην
περίπτωση της
ασύμφωνης FSK ο ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit δίδεται
από τη σχέση .
Σχήμα 4‑17. Ρυθμός
εμφάνισης εσφαλμένων
bit στη
διαμόρφωση FSK.
Τα
κυριότερα
πλεονεκτήματα
της FSK είναι:
Στα
μειονεκτήματα
της FSK
συγκαταλέγονται:
·
Η
FSK έχει σχετικά
μικρότερη
απόδοση εύρους
ζώνης από τις ASK
και PSK.
·
Ο
ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit
και συμβόλων
της FSK είναι χειρότερος
από της PSK.
Στην Ψηφιακή
Διαμόρφωση
Φάσης (Phase
Shift Keying – PSK) η
πληροφορία
περιέχεται στη
στιγμιαία φάση
του διαμορφωμένου
φέροντος. Αυτή
η φάση συνήθως
ενσωματώνεται
στο φέρον και
εκτιμάται ως
προς ένα σταθερό
φέρον αναφοράς
γνωστής φάσης,
και γι’ αυτό ονομάζεται
σύμφωνη PSK (coherent PSK).
Στη δυαδική
διαμόρφωση PSK (Binary PSK,
BPSK)
χρησιμοποιούνται
οι καταστάσεις
φάσης 0°και 180°.
Είναι
επίσης δυνατή
η μετάδοση
δεδομένων
κωδικοποιημένων
με τη μορφή μεταβολών
φάσης (διαφορά
φάσης) ανάμεσα
σε διαδοχικά
σύμβολα. Αυτή η
μέθοδος
ονομάζεται Διαφορικά
Σύμφωνη
Ψηφιακή
Διαμόρφωση
Φάσης (Differentially Coherent PSK).
Σχήμα 4‑18. Σύμφωνη ψηφιακή διαμόρφωση φάσης
Σχήμα 4‑19. Διαφορική ψηφιακή διαμόρφωση φάσης.
Το
καταλαμβανόμενο
εύρος της BPSK είναι
ίδιο με αυτό
της ASK,
θεωρώντας
βεβαίως ότι
χρησιμοποιείται
η ίδια διαδικασία
μορφοποίησης
παλμών.
Ουσιαστικά
μπορούμε εύκολα
να θεωρήσουμε
για εποπτικούς
λόγους, ότι η BPSK είναι
ένα σήμα ASK με πλάτη
+Α και –Α αντί για
+Α και 0 που είναι
στην ASK.
Όπως στην FSK έτσι κι
εδώ αν η
μετάβαση από
μια συμβολική
κατάσταση
φάσης στην
επόμενη
διενεργείται
με συνεχή τρόπο,
το παραγόμενο
φάσμα θα είναι
συγκεντρωμένο
στον κύριο
λοβό. Στην περίπτωση
ύπαρξης
ασυνεχειών
κατά τη
μετάβαση από
τη μια στην
άλλη συμβολική
κατάσταση,
παρατηρείται σημαντική
διασπορά
ενέργειας
στους
δευτερεύοντες
λοβούς και
συνεπώς
σημαντική
αύξηση του
καταλαμβανόμενου
εύρους ζώνης.
Η γενική
μέθοδος
παραγωγής PSK
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
4‑20.
Παρατηρείται,
ότι τα
δεδομένα
μορφοποιούνται
κατάλληλα στην
βασική ζώνη,
πριν
ακολουθήσει η
διαδικασία της
διαμόρφωσης
του υψίσυχνου
φορέα. Η
γραμμικότητα
της
διαδικασίας
διαμόρφωσης
διασφαλίζει
την επικάθηση
της μορφής του
φίλτρου βασικής
ζώνης ακριβώς
επάνω στο
διαμορφωμένο
σήμα διέλευσης
ζώνης.
Σχήμα 4‑20. Τυπική διαδικασία παραγωγής κυματομορφής PSK.
Η
περιβάλλουσα
ενός σήματος PSK
το οποίο δεν
έχει υποστεί
φιλτράρισμα
είναι σταθερή.
Η εισαγωγή
όμως φιλτραρίσματος
για να
περιοριστεί το
εύρος ζώνης
του
διαμορφωμένου
σήματος προκαλεί
την εμφάνιση
περιβάλλουσας
στο σήμα PSK. Ο
βαθμός της
διαμόρφωσης
αυτής της
περιβάλλουσας
είναι
συνάρτηση του
βαθμού
μορφοποίησης
που έχει
επιβληθεί
στους παλμούς.
Στο
παρακάτω Σχήμα
εικονίζονται
διάφορες
περιπτώσεις
κυματομορφών PSK
μετά από
φιλτράρισμα με
φίλτρο ρίζας
υψωμένου συνημιτόνου
(RRC). Όπως
αναμένεται,
όσο μικρότερος
είναι ο
παράγοντας
κλίσης α,
τόσο πιο
απότομο είναι
το φίλτρο και
υψηλότερες οι
τιμές κορυφής
του σήματος PSK.
Σχήμα 4‑21. Επίδραση του φιλτραρίσματος στις κυματομορφές PSK.
Ο λόγος
ισχύος κορυφής
προς μέση ισχύ
είναι μια σημαντική
σχεδιαστική
παράμετρος και
λαμβάνεται
υπόψη στη
σχεδίαση
πρακτικών modem, ειδικά
όταν η
διαδικασία
εκπομπής έχει
περιορισμό ως
προς τη
μέγιστη ισχύ.
Δεν
υπάρχει
ασύμφωνος
τρόπος
ανίχνευσης της
διαμόρφωσης PSK
και έτσι
πρέπει να
χρησιμοποιηθεί
κάποια μορφή
σύμφωνης
ανίχνευσης. Ο
ιδανικός
ανιχνευτής,
επομένως
απαιτεί την
ακριβή γνώση
της φάσης του
αδιαμόρφωτου
φορέα στο
δέκτη.
Όπως και
στη διαμόρφωση
ASK, όταν υπάρχει
σφάλμα φάσης θ
στο τοπικά
δημιουργούμενο
φέρον, τότε
μειώνεται η
τάση του
σήματος στην
έξοδο του
δέκτη κατά
έναν παράγοντα
cos(θ). Αυτό με τη
σειρά του
μειώνει το
λόγο Eb/No
του
ανιχνευτή κατά
έναν παράγοντα
cos2(θ). Επομένως
πρέπει να
υπάρχει
μηδενικό
σφάλμα φάσης
για να έχουμε
τη βέλτιστη
ανίχνευση. Εάν
η διαφορά
φάσης φθάσει
τις 90°, η έξοδος
γίνεται μηδέν.
Σχήμα 4‑22. Ανίχνευση της διαμόρφωσης PSK.
Για να
διασφαλίσουμε
ότι η φάση του
ανακτημένου φέροντος
είναι σχεδόν 0°,
είναι αναγκαίο
είτε να
εκπέμψουμε ένα
σήμα αναφοράς
φάσης φέροντος
μαζί με το σήμα
των δεδομένων,
είτε να
δημιουργήσουμε
τη στάθμη
αναφοράς από το
εισερχόμενο
σήμα των δεδομένων.
Σχήμα 4‑23. Ανάκτηση φέροντος για τη σύμφωνη διαμόρφωση PSK.
Μια
αναφορά που να
προκύπτει από
τα δεδομένα
μπορεί να
πραγματοποιηθεί
στην περίπτωση
της BPSK,
λαμβάνοντας
υπόψη ότι η
ύψωση του
σήματος στο
τετράγωνο θα
μετατρέψει τις
φάσεις 0° και 180° σε
πολλαπλάσια με
modulo 2π, και
επομένως θα
απομακρύνει την
διαμόρφωση. Η
διαδικασία της
ύψωσης στο
τετράγωνο
επίσης
διπλασιάζει τη
συχνότητα της
συνιστώσας του
φέροντος.
Αυτός ο όρος
διπλάσιας
συχνότητας
πρέπει να
απομακρυνθεί
με
φιλτράρισμα,
ώστε να απομακρυνθεί
ο θόρυβος και
τέλος πρέπει η
συχνότητα να
διαιρεθεί στα
δύο ώστε να
ληφθεί ο
ζητούμενος
σύμφωνος όρος
του φέροντος.
Αυτός ο όρος
διπλάσιας
συχνότητας
πρέπει να απομακρυνθεί
με
φιλτράρισμα,
ώστε να
απομακρυνθεί ο
θόρυβος και
τέλος πρέπει η
συχνότητα να
διαιρεθεί στα
δύο ώστε να
ληφθεί ο ζητούμενος
σύμφωνος όρος
του φέροντος.
Σχήμα 4‑24. Έξοδος του κυκλώματος ύψωσης στο τετράγωνο για φιλτραρισμένη και μη φιλτραρισμένη PSK.
Στα
συστήματα που
χρησιμοποιούν
σύμβολα Ν
διαφορετικών
καταστάσεων
φάσης (Ν=2 στην
περίπτωση της δυαδικής
PSK), πρέπει να
χρησιμοποιηθεί
μη γραμμικότητα
Ν-οστής τάξης,
ώστε να
αναγκάσει τη
διαμόρφωση
φάσης να γίνει
modulo 2π. Η υπόλοιπη
διαδικασία
ανάκτησης
φέροντος
παραμένει η
ίδια, πέρα από
το ότι
απαιτείται η
διαίρεση συχνότητας
δια Ν, ώστε να
προκύψει
φορέας με τη
σωστή συχνότητα.
Σε
πρακτικά
κυκλώματα
φιλτραρισμένης
διαμόρφωσης PSK,
το
τετραγωνισμένο
σήμα περιέχει
μια επιπλέον
διαμορφωμένη
περιβάλλουσα η
οποία
εμφανίζεται
γύρω από τη
διπλάσια
συχνότητα του
φέροντος. Ευτυχώς
τα φίλτρα που
στηρίζονται σε
PLL είναι αναίσθητα
στη διαμόρφωση
περιβάλλουσας
οπότε δε θα επηρεάσει
σημαντικά το
κύκλωμα
ανάκτησης
φέροντος. Το
φιλτράρισμα
που
εφαρμόζεται
στον όρο
διπλάσιας
συχνότητας για
να μειώσει την
επίδραση του
θορύβου στο
κανάλι είναι,
εντούτοις,
πολύ σημαντικό
για τη μείωση
των μεταβολών (ασταθειών)
φάσης (phase jitter) που
εμφανίζονται
στο ανακτημένο
φέρον.
Μια πολύ
ενδιαφέρουσα
παραλλαγή της
μεθόδου
ανάκτησης
φέροντος με
τετραγωνισμό
είναι η
μέθοδος που
προτάθηκε από
τον Costa.
Η μέθοδος
κάνει χρήση
του λεγόμενου
βρόχου Costa (Costas
loop), ο
οποίος
εικονίζεται
στο . Ο βρόχος Costas
αποτελείται
από δύο
βρόχους
κλειδωμένης
φάσης (PLLs) που λειτουργούν
παράλληλα και
έναν κοινό VCO ο οποίος
δίδει
ορθογωνικές
εξόδους στον
κάθε βρόχο. Η δε
διαδικασία
τετραγωνισμού
που απαιτείται
ώστε η φάση των
σημάτων PSK να γίνει
πολλαπλάσιο
του modulo
2 του 2π γίνεται
εσωτερικά στο
βρόχο Costas
λόγω της
παρουσίας του
τρίτου μίκτη.
Τα σημαντικά
πλεονεκτήματα
του βρόχου Costas είναι τα
εξής:
Για την
ανάκτηση των
δεδομένων όμως
με την τεχνική
του βρόχου Costas
απαιτείται η
χρήση
κατάλληλου
προσαρμοσμένου
φίλτρου με ιδιαίτερα
στενό εύρος
ζώνης ώστε να
επιτυγχάνεται
καλός υπολογισμός
του μέσου
θορύβου της
σύμφωνης
αναφοράς.
Η
διαφορική διαμόρφωση
PSK (DPSK) βασίζεται
στην ίδια
λογική της
«αλλαγής
κατάστασης»
για την
κωδικοποίηση
και αποκωδικοποίηση,
που έχει και η DEPSK,
αλλά τη
βελτιώνει
ενσωματώνοντας
τη λειτουργία
της διαφορικής
αποκωδικοποίησης
στη λειτουργία
της
αποδιαμόρφωσης
των δεδομένων,
και έτσι δε
χρειάζεται
κανένα
μηχανισμό
ανάκτησης
φέροντος.
Το τμήμα
διαφορικής
κωδικοποίησης
και ο
διαμορφωτής PSK
είναι κοινά
στις μεθόδους DPSK
και DEPSK, αλλά ο
δέκτης
λειτουργεί
συγκρίνοντας
τη φάση του τρέχοντος
εισερχόμενου
συμβόλου του
φορέα με αυτήν
του
προηγούμενου. Κατά
τη διαδικασία
αυτή ο δέκτης
εκτελεί
ταυτόχρονα τη
¨σύμφωνη
ανίχνευση¨ και
τη "διαφορική
αποκωδικοποίηση"
ως μια λειτουργία.
Σχήμα 4‑25. Διαφορική διαμόρφωση PSK.
Είναι
φανερό ότι
αυτή η
διαδικασία
ανίχνευσης είναι
πολύ
απλούστερη από
αυτή που
απαιτείται
στην αυθεντική
σύμφωνη PSK και γι’
αυτό η DPSK
χρησιμοποιείται
ευρύτατα στα
ενσύρματα και
ασύρματα modem για
σηματοδοσία
μέσου ρυθμού
μετάδοσης (έως 4800
bps). Η DPSK, όμως, έχει
ελαφρά χειρότερη
ανοχή στο
θόρυβο από την PSK,
καθώς η φάση
αναφοράς της DPSK
είναι τώρα μια
θορυβώδης και
καθυστερημένη
εκδοχή του
σήματος εισόδου
παρά μία καλά
φιλτραρισμένη,
πρακτικά
απαλλαγμένη
από το θόρυβο
στάθμη
αναφοράς, που
προκύπτει από
μία διαδικασία
ανάκτησης
φέροντος.
Το
πρόβλημα της
ανάκτησης του
χρονισμού των
συμβόλων όλων
των δυαδικών (binary)
μεθόδων διαμόρφωσης
που έχουν
περιγραφεί έως
τώρα (ASK, FSK και PSK)
είναι παρόμοιο
με αυτό των
συμβόλων βασικής
ζώνης,
θεωρώντας ότι
η ανάκτηση
χρονισμού
γίνεται στα
αποδιαμορφωμένα,
φιλτραρισμένα
δεδομένα. Όλες
οι τεχνικές
που βασίζονται
στην ανίχνευση
μηδενικών
περασμάτων,
τον
τετραγωνισμό
και την πύλη
προπορείας –
επιπορείας
εμφανίζονται
στις σύγχρονες
εφαρμογές των
modem, μαζί με
τεχνικές που
στηρίζονται σε
λέξεις
συγχρονισμού,
τοποθετούμενες
στη μέση, την
αρχή και το
τέλος των
μηνυμάτων
δεδομένων.
Σχήμα 4‑26. Υποβαθμισμένη
ανίχνευση
συμβόλου λόγω
εσφαλμένου
χρονισμού της
δειγματοληψίας.
Το
διάγραμμα αστερισμού
της δυαδικής
διαμόρφωσης PSK
εμφανίζει το χαρακτηριστικό
της αντιποδικής
σηματοδοσίας
(antipodal signalling), δηλαδή
εμφανίζει
σημεία
συμμετρικά ως
προς το θόρυβο
κατά την
ανίχνευση.
Σχήμα 4‑27. Διάγραμμα αστερισμού της PSK.
Η
θεωρητικά
προσδιορισμένη
απόδοση της PSK και της DPSK για την
περίπτωση
λευκού προσθετικού
θορύβου που
ακολουθεί την
κανονική
κατανομή
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
4‑28. Η
πιθανότητα
σφάλματος για
την περίπτωση
της PSK
είναι ακριβώς
ίση με την
πιθανότητα
σφάλματος που
προσδιορίστηκε
για την
περίπτωση
διπολικής σηματοδοσίας
βασικής ζώνης,
δηλαδή . Στην
περίπτωση της DPSK ο ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit είναι
κατάτι
χειρότερος από
αυτόν της PSK και
δίδεται από τη
σχέση .
Αξίζει
εδώ να
σημειωθεί ότι
παρά το
γεγονός ότι ο ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων
είναι ο ίδιος
τόσο στη
βασική ζώνη
όσο και στη
διέλευση ζώνης
για την PSK, δυστυχώς η
φασματική
απόδοση
μειώνεται στο
ήμισυ κατά τη
διαδικασία
διαμόρφωσης.
Έτσι, ενώ η φασματική
απόδοση είναι 2bits/s/Hz για
δυαδική
σηματοδοσία
στη βασική
ζώνη, μειώνεται
στο 1/bit/s/Hz τόσο
για την PSK, όσο και για
τις υπόλοιπες
δυαδικές
μορφές
ψηφιακές
διαμόρφωσης ASK και FSK. Η
ανάκτηση της
φασματικής
απόδοσης των 2bits/s/Hz,
καθίσταται
δυνατή με τη
χρήση τεχνικών
ψηφιακής
διαμόρφωσης τεσσάρων
επιπέδων.
Ειδικότερα,
στην περίπτωση
της
διαμόρφωσης QPSK, -η οποία
αποτελεί μια
μέθοδο PSK τεσσάρων
συμβόλων,- λόγω
της
ορθογωνικότητας
μεταξύ των
τεσσάρων χρησιμοποιούμενων
συμβολικών
καταστάσεων ο
ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων της
είναι ακριβώς
ίδιος με αυτόν
που
παρατηρείται στην
BPSK! Αυτός
είναι και ο
λόγος που η
διαμόρφωση QPSK
χρησιμοποιείται
σήμερα
ευρύτατα σε
εφαρμογές που
απαιτείται
πολύ χαμηλό BER για
χαμηλές τιμές
του λόγου Eb/N0.
Σχήμα 4‑28. Ρυθμός εμφάνισης εσφαλμένων bit στη διαμόρφωση PSK.
Στο Σχήμα 4‑29
παρουσιάζεται
η σύγκριση του
ρυθμού
εμφάνισης σφαλμάτων
για την
πλειονότητα
των μεθόδων
δυαδικής
ψηφιακής
διαμόρφωσης.
Όπως είναι
αναμενόμενο η PSK
παρουσιάζει
την καλύτερη
επίδοση,
ακολουθούμενη
από τη σύμφωνη
ορθογωνική FSK και τη
σύμφωνη ASK.
Σχήμα 4‑29. Σύγκριση
του ρυθμού
εμφάνισης
σφαλμάτων για
τις περισσότερες
δυαδικές
διαμορφώσεις
αναφορικά στην
ίδια ενέργεια
ανά σύμβολο.
Συγκρίνοντας
τα
αποτελέσματα
αυτά με το
θεωρητικό όριο
Eb/N0
που προκύπτει
για φασματική
απόδοση 1bit/s/Hz από την
εξίσωση των Shannon-Hartley, δηλαδή με
την τιμή Eb/N0=0dB,
παρατηρούμε
ότι υπάρχει
σημαντικό
περιθώριο βελτίωσης
της απόδοσης
των modem απλής
σχεδίασης.
Πράγματι, με
κατάλληλες
τεχνικές κωδικοποίησης
της
πληροφορίας,
αντικείμενο
της επιστήμης
της Θεωρίας της
Πληροφορίας
είναι δυνατόν
να βελτιώσουμε
την επίδοση
των σύγχρονων
ψηφιακών
συστημάτων
επικοινωνίας
και να πλησιάσουμε
σημαντικά προς
το όριο Shannon-Hartley.
Περισσότερα
για την
εφαρμογή των
προηγημένων τεχνικών
κωδικοποίησης
και αλλά και
σύνθετης διαμόρφωσης-κωδικοποίησης
δίδονται στα
πλαίσια του μαθήματος
‘Νέες
Τεχνολογίες
στις Επικοινωνίες’.
Για να
βελτιώσουμε τη
φασματική απόδοση
της εκπομπής
διέλευσης
ζώνης,
μπορούμε βέβαια
να αυξήσουμε
τον αριθμό των
χρησιμοποιούμενων
καταστάσεων
συμβόλων
(εκτός από την
περίπτωση της FSK,
όπου η αύξηση
του αριθμού
των συχνοτήτων
θα αυξήσει το
καταλαμβανόμενο
εύρος ζώνης). Σαν
γενικός κανόνας
μπορεί να
θεωρηθεί ότι η
αύξηση του
αριθμού των
καταστάσεων
συμβόλων
προκαλεί
μείωση της ανοχής
στο θόρυβο.
Οι
μέθοδοι
Μ-αδικής (Μ-ary)
διαμόρφωσης
διέλευσης ζώνης,
και ειδικά η
Μ-αδική
διαμόρφωση
πλάτους, με ορθογωνισμό
φάσης (QAM),
χρησιμοποιούνται ευρέως
σε ενσύρματες,
αλλά και
ασύρματες ψηφιακές
επικοινωνιακές
ζεύξεις.
Σχήμα 5‑1. Μ-αδική
διαμόρφωση.
Η
επέκταση της
έννοιας της
δυαδικής
διαμόρφωσης ASK
στην ASK
πολλαπλών
επιπέδων
γίνεται απλά,
καθώς οι διαδικασίες
δημιουργίας
και ανίχνευσης
απλώς επεκτείνονται,
απαιτώντας
σύγκριση
ανάμεσα σε πολλαπλά
επίπεδα τάσης
της
ανακτημένης
περιβάλλουσας
του σήματος, με
ανίχνευση είτε
σύμφωνη είτε ασύμφωνη.
Η ανάκτηση
του φορέα στην
Μ-αδική ASK
γίνεται με τις
ίδιες μεθόδους
που
περιγράφηκαν
στην περίπτωση
της απλής,
δυαδικής ASK.
Σχήμα 5‑2. Εφαρμογή της Μ-αδικής ASK.
Επειδή
δεν υπάρχει η
δυνατότητα επέκτασης
της εκμετάλλευσης
της
ορθογωνικότητας
στα σύνολα
σύμβόλων (symbol sets)
των Μ-αδικών
διαμορφώσεων ASK,
δημιουργείται
ένα τίμημα
όσον αφορά την
απόδοση
σχετικά με το
ρυθμό εμφάνισης
σφαλμάτων, ο
οποίος
αυξάνεται
συγκριτικά με
το δυαδικό
σύστημα. Ο
ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων της
Μ-αδικής ASK δίδεται
από την
Εξίσωση .
Οι
σχετικά πτωχές
επιδόσεις της
Μ-αδικής
διαμόρφωσης ASK
στο ρυθμό
σφαλμάτων, σε
συνδυασμό με την
ευαισθησία της
μεθόδου σε
τυχόν
μεταβολές απολαβής
που προκαλεί
το κανάλι και
την ανάγκη
ικανοποιητικής
γραμμικότητας
στη συνολική
διαδικασία
αφήνουν μόνο
λίγα περιθώρια
για πρακτική
εφαρμογή της ASK πέραν
από τη δυαδική
μορφή της.
Σχήμα 5‑3. Απόδοση της Μ-αδικής ASK.
Σε
αντίθεση με τη
Μ-αδική
διαμόρφωση ASK
και πολλές από
τις μέχρι τώρα
αναλύσεις, η
Μ-αδική FSK είναι
μια εξαιρετικά
ενδιαφέρουσα
μέθοδος
διαμόρφωσης,
επειδή αυξάνει
την ανοχή στο
θόρυβο του συστήματος
ως προς τη
δυαδική
διαμόρφωση FSK
και επομένως
επιτρέπει στο
σχεδιαστή να
επιτύχει
αξιόπιστη
μετάδοση δεδομένων
σε περιβάλλον
υψηλού
θορύβου. Αυτό
είναι δυνατόν
μόνον εάν
χρησιμοποιηθεί
ένα σύνολο
‘ορθογωνικών’
συμβόλων, με
ακριβώς
προσδιορισμένες
ισαπέχουσες
συχνότητες,
που απαιτεί
ένα μεγάλο
εύρος ζώνης. Η
Μ-αδική FSK με
ορθογώνια
σηματοδοσία
είναι μία από
τις λίγες
τεχνικές όπου
η απόδοση του modem
πλησιάζει το
όριο Shannon για
λειτουργία με
τον ελάχιστο
λόγο Εb/Νο
δηλαδή -1.6dB.
Σχήμα 5‑4. Εφαρμογή της Μ-αδικής FSK.
Είναι
επίσης δυνατό
να
χρησιμοποιούμαι
Μ-αδική διαμόρφωση
FSK
χρησιμοποιώντας
‘μη-ορθογωνικές’
συχνότητες
συμβόλων, όπως
είδαμε στη
δυαδική FSK.
Τοποθετώντας
τις συχνότητες
πολύ κοντά τη
μια στην άλλη,
είναι δυνατό
να συμπτύξουμε
τέσσερα
σύμβολα στο
χώρο δύο
συμβόλων, για
παράδειγμα,
και έτσι να βελτιώσουμε
την απόδοση
εύρους ζώνης
ως προς τη δυαδική
FSK (BFSK). Σε αυτήν την
περίπτωση η
ανοχή στο
θόρυβο του Μ-αδικού
συστήματος FSK
μειώνεται, σε
σύγκριση με
αυτήν του
δυαδικού
συστήματος,
καθώς οι
συχνότητες των
συμβόλων δεν
είναι πια
ορθογώνιες.
Δύο
συμβολικές
καταστάσεις αi(t) και
αj(t) είναι
ορθογωνικές
μεταξύ τους
(δηλαδή
ασυσχέτιστες),
όταν:
Εάν οι
συχνότητες των
συμβόλων της
Μ-αδικής FSK
επιλεγούν έτσι
ώστε να έχουν
τη μορφή:
όπου m=1, 2, 3, … , Μ,
τότε οι
προκύπτουσες
συχνότητες
είναι ορθογωνικές
μεταξύ τους
στο διάστημα
μιας περιόδου
συμβόλου.
Η
πρακτική
ερμηνεία του
ορισμού της
ορθογωνικότητας
είναι ότι, εάν
ένα σύμβολο αi(t)
αναμιχθεί με
έναν φέρον
αναφοράς που
έχει τη
συχνότητα και
φάση ενός
άλλου συμβόλου
αj(t),
τότε η μέση
τιμή της
εξόδου του
μίκτη για
χρονικό διάστημα
μιας περιόδου,
που λαμβάνεται
χρησιμοποιώντας
ένα
προσαρμοσμένο
φίλτρο ή έναν
ολοκληρωτή, θα
είναι μηδέν. Αυτό
σημαίνει ότι
με την
ορθογωνική
σηματοδοσία
είναι δυνατόν
να αυξήσουμε
τον αριθμό των
καταστάσεων συμβόλων
χωρίς να
επηρεάσουμε
την έξοδο ενός
συγκεκριμένου σύμφωνου
ανιχνευτή, και
επομένως χωρίς
να αυξήσουμε
την πιθανότητα
εμφάνισης
σφάλματος στον
κάθε ανιχνευτή.
Σχήμα 5‑5. Ιδιότητες των ορθογώνιων συμβόλων.
Καθώς
αυξάνουμε τον
αριθμό των
ορθογώνιων
συμβόλων που
χρησιμοποιούνται
για τη
μετάδοση,
μπορούμε να
αυξήσουμε τη
διάρκεια του
κάθε συμβόλου,
έτσι ώστε να
διατηρήσουμε
τον ίδιο ρυθμό
εκπομπής
πληροφορίας.
Όσο μεγαλύτερη
είναι η
διάρκεια ενός
συμβόλου, τόσο
μεγαλύτερος
είναι ο χρόνος
για τον
υπολογισμό της
μέσης τιμής
του συμβόλου,
και επομένως
τόσο αυξάνει ο
λόγος S/N στην
έξοδο του
δέκτη,
βελτιώνοντας
επομένως την
πιθανότητα
ορθής
ανίχνευσης
συμβόλου. Η ορθογωνική
διαμόρφωση FSK
μπορεί
θεωρητικά να
έχει
οποιοδήποτε
αριθμό
ορθογώνιων
καταστάσεων συμβόλων,
αλλά με τίμημα
το συνεχώς
αυξανόμενο
εύρος ζώνης.
Ένας
τυπικός
ανιχνευτής της
Μ-αδικής
διαμόρφωσης FSK
αποτελείται
από ένα σύνολο
συσχετιστών
(δηλαδή μικτών
με σύμφωνα
φέροντα
αναφοράς), που
ακολουθούνται
από ένα
κύκλωμα λήψης
απόφασης, το
οποίο
αποφασίζει ποιος
συσχετιστής
έχει
μεγαλύτερη
έξοδο και επομένως
ποιο σύμβολο
είχε σταλεί. Καθώς
ο αριθμός των
καταστάσεων
συμβόλων που
χρησιμοποιούνται
τείνει στο
άπειρο, ο
χρόνος υπολογισμού
της μέσης
τιμής κάθε
συμβόλου
αυξάνει υπερβολικά
οπότε η
επίδραση του
θορύβου
μειώνεται στο
μηδέν. Η
απαιτούμενη
τιμή του λόγου Εb/Νο
για μετάδοση
χωρίς σφάλματα
θα προσεγγίζει
τότε το όριο Shannon-Hartley
του -1.6dB για το
οποίο μπορεί
να επιτευχθεί
επικοινωνία χωρίς
σφάλματα
ανεξάρτητα από
το πόσες
καταστάσεις
συμβόλων
χρησιμοποιούνται
και συνεπώς
ανεξάρτητα από
το πόσο μεγάλο
εύρος ζώνης
χρησιμοποιείται.
Σχήμα 5‑6. Ανιχνευτής
Μ-αδικής
διαμόρφωσης FSK.
Ο ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων στην
περίπτωση της Μ-αδικής
FSK
δίδεται από τη
σχέση:
η οποία
δεν μπορεί
φυσικά να
υπολογιστεί
αναλυτικά αλλά
μόνο με
αριθμητικές
μεθόδους.
Εφαρμόζοντας
λοιπόν
κατάλληλες
αριθμητικές
μεθόδους
προκύπτει το Σχήμα
5‑7, το οποίο
απεικονίζει
τον ρυθμό
εμφάνισης
σφαλμάτων της
Μ-αδικής
ορθογωνικής FSK,
συναρτήσει του
αριθμού
συμβολικών
καταστάσεων.
Σχήμα 5‑7. Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων
Μ-αδικής
ορθογωνικής FSK.
Έχουμε
ήδη δει στην
περίπτωση της
Μ-αδικής
διαμόρφωσης FSK
ότι ένα σύνολο
ορθογώνιων συμβόλων
καθιστά δυνατή
την ταυτόχρονη
αποστολή δύο ή
περισσότερων
συμβόλων στο
κανάλι, χωρίς
να επηρεάζει
την απόδοση
της
διαδικασίας
σύμφωνης ανίχνευσης
κάθε επιμέρους
συμβόλου.
Προκύπτει ότι,
όπως υπάρχει ορθογωνικότητα
ανάμεσα σε
συγκεκριμένες
τιμές συχνοτήτων,
υπάρχει ορθογωνικότητα
και μεταξύ
ενός
ημιτονικού και
ενός
συνημιτονικού
όρου, όταν
λαμβάνεται η
μέση τιμή τους
σε χρονικό
διάστημα ενός
ακέραιου
αριθμού κύκλων
του φέροντος.
Αυτό σημαίνει
ότι εάν
εκπέμψουμε
δυαδική
πληροφορία PSK
στο
συνημιτονικό όρο
ενός φέροντος
και ταυτόχρονα
εκπέμψουμε ένα
δεύτερο σήμα
δυαδικής
πληροφορίας
στον ημιτονικό
του ίδιου
φέροντος, τότε
θα είναι
δυνατό να
ανιχνεύσουμε
ανεξάρτητα τα
δύο σήματα. Για
να γίνει αυτό η
μόνη προϋπόθεση
είναι ο κάθε
ανιχνευτής να
υπολογίσει τη
μέση τιμή κατά
την διάρκεια
μιας περιόδου
συμβόλου, που
να διαρκεί
έναν ακέραιο
αριθμό πλήρων
κύκλων του
φέροντος.
Σχήμα 5‑8. Διάγραμμα
αστερισμού
διαμόρφωσης
μετατόπισης φάσης
με ορθογωνισμό
(QPSK).
Μπορούμε
από τα
παραπάνω να
φανταστούμε
ένα σύστημα διαμόρφωσης
PSK με τέσσερις
καταστάσεις
φάσης, 0°, 90°, 180° και 270°,
σε
ορθογωνικότητα
φάσης (quadrature) 90° η μία
από την άλλη. Επομένως
αυτή η
τετραδική
μέθοδος PSK
ονομάζεται Διαμόρφωση
Μετατόπισης
Φάσης με
Ορθογωνισμό (Quadrature
Phase Shift Keying, QPSK). Η
ιδιότητα της
ορθογωνικότητας
της QPSK σημαίνει
ότι η μέθοδος
μπορεί να
χρησιμοποιηθεί
για την αποστολή
πληροφορίας με
ταχύτητα
διπλάσια από
αυτήν της BPSK στο
ίδιο εύρος
ζώνης, χωρίς να
υποβαθμιστεί η
απόδοση της
ανίχνευσης ως
προς την BPSK.
Το
διάγραμμα
βαθμίδων ενός
διαμορφωτή και
ανιχνευτή QPSK
εικονίζεται
στο παρακάτω
σχήμα. Στην
ουσία πρόκειται
για δύο
συστήματα
διαμόρφωσης BPSK
που χρησιμοποιούν
ορθογωνικά
φέροντα τα
οποία αθροίζονται
παράλληλα. Τα
δεδομένα της
πηγής χωρίζονται
καταρχήν σε
δύο
ακολουθίες,
συνήθως στέλνοντας
τα εισερχόμενα
bit εναλλάξ στον
άνω και τον κάτω
διαμορφωτή. Η
κάθε ακολουθία
εμφανίζεται με
το ήμισυ του
αρχικού
ρυθμού.
Μπορούν
επιπλέον να χρησιμοποιηθούν
συμβατικά
φίλτρα ρίζας
υψωμένου
συνημιτόνου
για να
μορφοποιηθούν
στο κάθε
κανάλι οι
παλμοί των
δεδομένων
προτού
υποστούν
διαμόρφωση.
Σχήμα 5‑9: Υλοποίηση της διαμόρφωσης Offset QPSK.
Το
διάγραμμα
αστερισμού του
συνολικού
εκπεμπόμενου
συνόλου συμβόλων
μας δείχνει
ότι οι
καταστάσεις
φάσεως που
παρατηρούνται
στο κανάλι
είναι
στραμμένες
κατά 45° ως προς
τις
καταστάσεις
φάσεως των δυο
ξεχωριστών πηγών
BPSK.
Ένας
σύμφωνος
δέκτης
διαμόρφωσης QPSK
απαιτεί ακριβή
ανάκτηση
φέροντος και
χρησιμοποιεί
μια διαδικασία
ύψωσης στην
τέταρτη δύναμη
για να
αποκαταστήσει
τις
καταστάσεις
φάσεως 90° σε ακριβή
υποπολλαπλάσια
του 2π (modulo 2π).
Επιπρόσθετα,
απαιτείται ένα
ακριβές
κύκλωμα για την
ανάκτηση χρονισμού
των συμβόλων
για την
δειγματοληψία
της αποδιαμορφωμένης
και
φιλτραρισμένης
ακολουθίας δεδομένων.
Σχήμα 5‑10: Ανίχνευση της διαμόρφωσης QPSK
Τα
δεδομένα που
εμφανίζονται
στην έξοδο των
συγκριτών ανασυντίθενται
σε μια ενιαία
ακολουθία
δεδομένων χρησιμοποιώντας
έναν
μετατροπέα
παράλληλης
επικοινωνίας
σε σειριακή.
Όπως ήδη
αναφέρθηκε στη
διαπραγμάτευση
της BPSK
ο ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit στην QPSK είναι
θεωρητικά
όμοιος με
αυτόν της BPSK. Εν
τούτοις, εάν η
αναφορά
φέροντος δεν
είναι απόλυτα
σύμφωνη ως
προς τη φάση,
δεν θα μειωθεί
μόνο η τάση
εξόδου του
επιθυμητού
σήματος, αλλά
θα υπάρξει
συνακρόαση (crosstalk) μεταξύ
των ανιχνευτών
εξαιτίας των
ορθογωνικών συμβόλων
με αποτέλεσμα
την
επιπρόσθετη
υποβάθμιση της
απόδοσης.
Δηλαδή, η QPSK
εμφανίζει
μεγαλύτερη
ευαισθησία
στην αστάθεια φάσης
απ’ ότι η BPSK κατά τη
διαδικασία
ανάκτησης του
φέροντος.
Αναφορικά
στο ρυθμό εμφάνισης
εσφαλμένων
συμβόλων, η QPSK λογικά
εμφανίζεται
χειρότερη απ’
ότι η BPSK
καθότι δεν
είναι δύσκολο
να δει κανείς
με απλή επισκόπηση
του
διαγράμματος αστερισμού
των δύο
διαμορφώσεων,
ότι οι
αποστάσεις
συμβόλων της QPSK είναι
μικρότερες από
αυτές της BPSK. Πρέπει
όμως να
θυμόμαστε ότι
στην περίπτωση
της QPSK,
μεταφέρονται 2 bit
πληροφορίας
ανά σύμβολο,
και η
πιθανότητα να
είναι και τα
δύο εσφαλμένα
είναι πολύ
μικρότερη από το
να είναι μόνο
ένα bit
με την
προϋπόθεση ότι
χρησιμοποιείται
κωδικοποίηση Gray.
Λαμβάνοντας
αυτό υπόψη,
προκύπτει ότι
ο ρυθμός εμφάνισης
εσφαλμένων bit στην QPSK θα είναι
σαφώς
μικρότερος από
το ρυθμό
εμφάνισης
συμβόλων, οι
οποίοι δίδονται
αντίστοιχα,
από τις
σχέσεις:
Η
σύγκριση
μεταξύ των
πιθανοτήτων
εμφάνισης εσφαλμένων
bit και
συμβόλων στην
περίπτωση της QPSK,
παρουσιάζεται
στο Σχήμα
5‑11.
Σχήμα 5‑11. Ρυθμός εμφάνισης
σφαλμάτων στην
QPSK.
Η
αβεβαιότητα
φάσης που
παρατηρείται
στην ανάκτηση
του φέροντος
στην BPSK,
εμφανίζεται
επίσης και
στην QPSK.
Για τον λόγο
αυτό,
χρησιμοποιούνται
διάφορες τεχνικές
προς επίρρωση
του
προβλήματος
αυτού, όπως π.χ.,
τοποθέτηση
προπομπών (preambles) στην
αρχή, η
διαφορική
κωδικοποίηση
και αποκωδικοποίηση
ή η από κοινού
χρήση
διαφορικής
κωδικοποίησης
και διαφορικής
ανίχνευσης
φάσης.
Είναι
κατά συνέπεια
προτιμότερο να
χρησιμοποιηθεί
διαφορική
αποδιαμόρφωση
της QPSK,
αντί για
σύμφωνη
ανίχνευση σε
περιπτώσεις
που το
ζητούμενο
είναι η απλή
υλοποίηση της
διάταξης του
πομποδέκτη.
Στην ουσία η DPSK δεν
είναι τίποτα
άλλο παρά δύο
παράλληλα
υλοποιημένες BPSK που
είναι βεβαίως
ορθογωνικές
μεταξύ τους
και εφαρμόζεται
σε αυτές η
κλασική αρχή
της διαφορικής
κωδικοποίησης.
Η
απόδοση της DQPSK
αναφορικά στο
ρυθμό
εμφάνισης
σφαλμάτων
είναι σημαντικά
υποδεέστερη
αυτής που
αντιστοιχεί
στην QPSK.
Επιπλέον, η DQPSK δεν
μοιράζεται την
σπουδαία
ιδιότητα της
σύμφωνης QPSK, να μη
ζημιώνεται η απόδοση
σφάλματος όταν
βελτιώνεται η
φασματική απόδοση.
Αυτό οφείλεται
κυρίως στο
θόρυβο που συνοδεύει
τη μίξη του
καθυστερημένου
συμβόλου αναφοράς
με τα
ορθογώνια
σύμβολα
δημιουργώντας
συνακρόαση
στον
αποδιαμορφωτή.
Για τους
παραπάνω λόγους
η DQPSK δεν
προτιμάται
γενικά από
τους
σχεδιαστές
σύγχρονων
τηλεπικοινωνιακών
συστημάτων.
Σύμφωνα
με την εκδοχή
αυτή της
διαμόρφωσης QPSK, το
σύνολο των 4
συμβόλων
περιστρέφεται
κατά π/4 σε κάθε
εκπομπή νέου
συμβόλου. Ο
λόγος που πραγματοποιείται
η περιστροφή
αυτή είναι να
διασφαλιστεί
ότι η
διαμορφωμένη
περιβάλλουσα
δεν θα διέλθει
ποτέ από το
μηδέν,
ελαχιστοποιώντας
έτσι το λόγο
τιμής κορυφής
προς μέση τιμή
διαμόρφωσης.
Στο Σχήμα
5‑12 παρουσιάζεται
ο τρόπος με τον
οποίο
υλοποιείται η π/4-QPSK.
Σχήμα 5‑12. Κύκλωμα
παραγωγής π/4-QPSK.
Παραδοσιακά,
η σχεδίαση
ενισχυτών
ισχύος RF
με γραμμική
απόκριση που
να εκτείνεται
μέχρι μηδενική
τιμή ισχύος είναι
εξαιρετικά
δύσκολη, και
αυτός είναι ο
λόγος που
ειδικά για
περιπτώσεις
σχεδίασης
ασύρματων modem η
διαμόρφωση π/4-QPSK
προτιμάται σε
σχέση με την QPSK.
Το Σχήμα
5‑13
επιδεικνύει
την ιδιότητα
της π/4-QPSK
να μην
διέρχεται
δηλαδή η
περιβάλλουσα
του διαμορφωμένου
σήματος από το
μηδέν.
Σχήμα 5‑13. Περιβάλλουσα
διαμορφωμένου
σήματος κατά π/4-QPSK
και QPSK.
H
διαμόρφωση O-QPSK (Offset
QPSK)
υλοποιείται κλιμακώνοντας
χρονικά τις
ακολουθίες των
δεδομένων
εισόδου κατά
διάστημα ίσο
με το ήμισυ της
περιόδου των
συμβόλων,
προτού αυτές
εισέλθουν
στους
ορθογωνικούς
διαμορφωτές.
Τα υπόλοιπα
τμήματα των
κυκλωμάτων
διαμόρφωσης
και αποδιαμόρφωσης
παραμένουν τα
ίδια με αυτά
της
συνηθισμένης QPSK. Φυσικά,
η χρονική
κλιμάκωση
πρέπει να
αποκατασταθεί
στο δέκτη. Το Σχήμα
5‑14 επιδεικνύει
την ιδιότητα
της π/4-QPSK
να μην
διέρχεται
δηλαδή η
περιβάλλουσα
του διαμορφωμένου
σήματος από το
μηδέν.
Σχήμα 5‑14. Περιβάλλουσα διαμορφωμένου σήματος κατά OQPSK και QPSK.
Τέλος, η
απόδοση
αναφορικά στο
ρυθμό
εμφάνισης σφαλμάτων
τόσο της π/4-QPSK όσο
και της OQPSK
είναι η ίδια με
αυτή της QPSK,
θεωρώντας
ιδανική
σύμφωνη
ανίχνευση στο
δέκτη.
Στο Σχήμα 5‑15
εικονίζεται το
εύρος ζώνης
που
καταλαμβάνεται
από τις
μεθόδους QPSK
(χωρίς
φιλτράρισμα)
και MSK. Και οι δύο
μέθοδοι έχουν
την ιδιότητα
της σταθερής
περιβάλλουσας
και επομένως
είναι
ανεκτικές στην
αλλοίωση
απολαβής
πομπού ή δέκτη.
Η διαμόρφωση MSK
εμφανίζει
ελαφρά
ευρύτερο κύριο
λοβό από την QPSK,
αλλά ταυτόχρονα
στην MSK η
ενέργεια των
πλευρικών
λοβών πέφτει πιο
γρήγορα. Η
ιδιότητα αυτή
καθιστά την MSK
πιο ελκυστική
όταν η
παρεμβολή μεταξύ
γειτονικών
καναλιών
αποτελεί
σημαντική σχεδιαστική
θεώρηση (π.χ. στο
σύστημα
κινητών
επικοινωνιών 2ης
γενιάς GSM.)
Σχήμα 5‑15. Σύγκριση καταλαμβανόμενου
εύρους ζώνης
μεταξύ QPSK και MSK.
Βέβαια
το σήμα της
διαμόρφωσης QPSK
μπορεί να
φιλτραριστεί,
ώστε να ελαττωθεί
η ενέργεια που
εμφανίζει
στους
πλευρικούς λοβούς
σε οποιαδήποτε
επιθυμητή
τιμή, αλλά αυτή
η διαδικασία
θα εισάγει
αναπόφευκτα
διακυμάνσεις
πλάτους στη
φιλτραρισμένη
κυματομορφή,
που θα
απαιτούν με
την σειρά τους
περισσότερη
γραμμική
επεξεργασία
στο τηλεπικοινωνιακό
κανάλι.
Επιπρόσθετα,
σημειώνεται
ότι μπορούν να
φιλτραριστούν
και τα
δεδομένα που
εισέρχονται
στο διαμορφωτή
MSK, οπότε θα
μειωθεί λίγο
περισσότερο η
ενέργεια των
πλευρικών
λοβών.
Η αύξηση
του αριθμού
των
καταστάσεων
συμβόλων της
Μ-αδικής
σηματοδοσίας PSK
σε πάνω από
τέσσερα επιτρέπει
επιπλέον
βελτιώσεις
στην απόδοση
εύρους ζώνης,
αλλά οι
επιπλέον καταστάσεις
συμβόλων δε θα
είναι πια
ορθογώνιες,
καθώς δεν θα
βρίσκονται
στον άξονα ημίτονου
ή συνημίτονου
του
διαγράμματος
αστερισμού. Το
αποτέλεσμα
είναι, ότι για
δεδομένο
σηματοθορυβικό
λόγο ο ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων για Μ>4
αυξάνεται
απότομα, καθώς
το Μ αυξάνει. Ο
ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων
συμβόλων στην
περίπτωση
Μ-αδικής PSK δίδεται
από τη σχέση:
ενώ ο
ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit από τη
σχέση . Η γραφική
αναπαράσταση
του ρυθμού
εμφάνισης εσφαλμένων
συμβόλων
δίδεται στο Σχήμα
5‑16.
Σχήμα 5‑16. Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων για
διάφορες
τάξεις Μ-αδικής
PSK.
Μέχρι
τώρα έχουμε
περιγράψει
μόνο
διαμορφωτές
μιας ιδιότητας,
χρησιμοποιώντας
σύμβολα φάσης,
πλάτους ή
συχνότητας για
να μεταφέρουμε
δεδομένα. Συνδυάζοντας
το πλάτος και
τη φάση
συμβόλων προκύπτει
ένα είδος
σύνθετης
διαμόρφωσης
που άλλοτε αποκαλείται
Μ-αδική
σηματοδοσία APK
(Amplitude and Phase Keying) και άλλοτε
Μ-αδική
σηματοδοσία QAM
(Quadrature Amplitude Modulation), ανάλογα
με τους
περιορισμούς
που τίθενται
στη σχέση
πλάτους και
φάσης. Τα
διαγράμματα
αστερισμού για
16 συμβολικές
καταστάσεις
των APK
και QAM,
δίδονται στο Σχήμα
5‑17.
Σχήμα 5‑17. Διαγράμματα αστερισμού διαμορφώσεων 16-APK και 16-QAM.
Η
απλούστερη
μορφή
διαμόρφωσης QAM
είναι στην
πραγματικότητα
το σύνολο
συμβόλων της QPSK,
το οποίο
μπορεί να
θεωρηθεί ως
δύο ορθογώνιοι
(με διαφορά
φάσης 90°) φορείς
διαμορφωμένοι
κατά πλάτος, με
στάθμες
πλάτους +Α και –Α.
Αυξάνοντας τον
αριθμό των
σταθμών
πλάτους κάθε
φορέα σε τέσσερις,
για παράδειγμα
±Α και ±3Α,
προκύπτουν 16
δυνατοί συνδυασμοί
συμβόλων στην
έξοδο του
πομπού, οι
οποίοι απέχουν
εξίσου στο
διάγραμμα
αστερισμού και
αντιπροσωπεύονται
από
συγκεκριμένο
πλάτος και φάση
ο καθένας.
Σχήμα 5‑18. Δημιουργία της διαμόρφωσης 16-QAM.
Μπορεί
να γίνει
επιπλέον
μορφοποίηση
των παλμών με
φιλτράρισμα
των ακολουθιών
συμβόλων
εισόδου βασικής
ζώνης με τον
ίδιο τρόπο που
θα γίνονταν
στην περίπτωση
της δυαδικής
μετάδοσης ASK. Ο
διαμορφωτής
χρησιμοποιεί
και πάλι την
ορθογωνικότητα
μεταξύ
ημιτονικού και
συνημιτονικού
φέροντος και
έτσι επιτρέπει
την ανεξάρτητη
ανίχνευση των
δύο Μ-αδικών
ακολουθιών
δεδομένων ASK που
εισέρχονται
στον δέκτη.
Η
διαμόρφωση QAM μπορεί,
όπως και η QPSK, να
αποκωδικοποιηθεί
είτε με
σύμφωνη είτε
με διαφορικά
σύμφωνη
ανίχνευση. Το Σχήμα
5‑19 παρουσιάζει
τη σύμφωνη
ανίχνευση QAM, για την
οποία
απαιτείται
–όπως και στην QPSK-
ανάκτηση των
ορθογωνικών
φερόντων. Εδώ
βέβαια το
πρόβλημα της
αβεβαιότητας
φάσης περιπλέκεται
ακόμα
περισσότερο
καθότι στα
δεδομένα
υπάρχει πλέον
και το
στοιχείο του
πλάτους.
Σχήμα 5‑19. Ανίχνευση της διαμόρφωσης 16-QAM.
Στην
έξοδο κάθε
ορθογωνικού
αποδιαμορφωτή
προκύπτουν τα
σύμβολα βασικής
ζώνης
πολλαπλών
επιπέδων, τα
οποία θα
πρέπει πριν
αναγνωριστούν
από το κύκλωμα
ανίχνευσης του
δέκτη να υποστούν
προσαρμοσμένο
φιλτράρισμα.
Ο ρυθμός
εμφάνισης εσφαλμένων
συμβόλων στη
διαμόρφωση QAM, δίδεται
από τη σχέση:
όπου:
και
απεικονίζεται
στο Σχήμα
5‑20.
Σχήμα 5‑20. Ρυθμός
εμφάνισης
σφαλμάτων για
διάφορες
τάξεις Μ-αδικής
QAM.
Τέλος, ο
ρυθμός
εμφάνισης
εσφαλμένων bit στη
διαμόρφωση QAM, δίδεται
προσεγγιστικά
από τη σχέση:
Προκειμένου
να συγκρίνουμε
τις Μ-αδικές
διαμορφώσεις QAM και PSK, πρέπει
να θεωρήσουμε και
για τις δύο την
ίδια μέση ισχύ
συμβόλων.
Επιχειρώντας
τη σύγκριση
για τις
διαμορφώσεις 16-QAM και 16-PSK ας
υπολογίσουμε
πρώτα τη μέση
ισχύ συμβόλων
που αντιστοιχεί
στην 16-QAM
που
χρησιμοποιεί
πλάτη ±α και ±3α.
Αναφερόμενοι
στο άνω δεξιά
τεταρτημόριο και
γνωρίζοντας
ότι η ισχύς P που
μεταφέρεται
από κάθε
σύμβολο
δίδεται από
την γνωστή
σχέση P=V2/Z, όπου V το
ενεργό πλάτος
τάσης και Z η
αντίσταση πάνω
στην οποία
μετράται η
ισχύς, έχουμε
για την ισχύ
των 4 αυτών
συμβόλων:
Συνολικά,
η ισχύς που
μεταφέρεται
από τα σύμβολα του
άνω δεξιά
τεταρτημορίου
είναι , ενώ η
συνολική ισχύς
ισούται με το
τετραπλάσιο αυτής,
δηλαδή . Εφόσον
έχουμε 16
συμβολικές
καταστάσεις, η
μέση μεταφερόμενη
ισχύς ισούται
με το 1/16 της
συνολικής, δηλαδή:
Στην
περίπτωση της 16-PSK η μέση
ισχύς ανά
σύμβολο
ισούται απλά
με:
οπότε
εξισώνοντας τις
σχέσεις και ,
προκύπτει ότι . Έτσι
μπορεί τώρα να
προσδιοριστεί
η απόσταση Α μεταξύ
δύο διαδοχικών
συμβόλων της 16-PSK αναφερόμενοι
στο ισόπλευρο
τρίγωνο
περιεχόμενης
γωνίας 22.5º ως
εξής:
Η
απόσταση Β
μεταξύ δύο
διαδοχικών
συμβόλων της 16-QAM ισούται
απλά με 2α,
οπότε Β=1.62Α.
Σχήμα 5‑21. Διαγράμματα
αστερισμού 16-QAM
και 16-PSK για την
ίδια μέση ισχύ
συμβόλου.
Επομένως,
εφόσον η
απόσταση Β
είναι
μεγαλύτερη της
Α, προκύπτει διαισθητικά
ότι η
διαδικασία
ανίχνευσης
συμβόλων στην 16-QAM είναι
λιγότερο
ευάλωτη απ’ ότι
αυτή της 16-PSK, ή
ισοδύναμα ότι
η απόδοση της 16-QAM
αναφορικά στο
ρυθμό
εμφάνισης
εσφαλμένων bit είναι
καλύτερη από αυτή
της 16-PSK
για δεδομένο
σηματοθορυβικό
λόγο Eb/N0.
Πράγματι, αυτό
διαπιστώνεται
και στο Σχήμα
5‑22, όπου
παρουσιάζονται
τα διαγράμματα
ρυθμού εμφάνισης
σφαλμάτων για
Μ-αδικές
διαμορφώσεις QAM και PSK
διαφόρων τάξεων.
Σχήμα 5‑22. Σύγκριση
Μ-αδικών
διαμορφώσεων QAM
και PSK.
Η ιδέα
της
κωδικοποίησης
Gray, δηλαδή η μέθοδος
αντιστοίχησης
των bit
σύμφωνα με την
οποία οι
μορφές των
διαδοχικών συμβόλων
(δηλαδή αυτά
που είναι
πιθανότερο να
ανιχνευθούν
εσφαλμένα το
ένα αντί του
άλλου)
διαφέρουν μόνο
κατά ένα bit, μπορεί
να εφαρμοστεί
και στα
πλαίσια της
Μ-αδικής
σηματοδοσίας
ζώνης
διέλευσης,
όπως φαίνεται
και στο
Σχήμα
5‑23.
Σχήμα
5‑23. Κωδικοποίηση
συμβόλων της 16-QAM
κατά Gray.
Το
απεικονίζει τα
σημεία
λειτουργίας
των διαφόρων
μεθόδων
ψηφιακής
διαμόρφωσης
δυαδικής και
Μ-αδικής
σηματοδοσίας
στο επίπεδο Shannon.
Σχήμα 5‑24. Σημεία
λειτουργίας
διαφόρων
μεθόδων
διαμόρφωσης
στο επίπεδο Shannon.
Μπορεί
εύκολα να
διαπιστωθεί,
ότι κανένα από
τα συστήματα
Μ-αδικής
διαμόρφωσης
δεν μπορεί να
πλησιάσει αρκετά
κοντά στο
προβλεπόμενο
όριο Shannon,
και ότι στις
περισσότερες
περιπτώσεις η
απόστασή τους
είναι
μεγαλύτερη από
4dB. Για
να πλησιάσουμε
κοντύτερα στο
όριο Shannon,
πρέπει να
εισάγουμε
επιπλέον
κωδικοποίηση
στα δεδομένα, η
οποία θα μας
επιτρέπει
αρχικά να
ανιχνεύσουμε
και στη
συνέχεια να
διορθώσουμε τα
σφάλματα. Στα
σύγχρονα
συστήματα επικοινωνιών
χρησιμοποιούνται
ευρύτατα
τεχνικές
κωδικοποίησης
καναλιού FEC (Forward Error Correction)
υιοθετώντας
κατά περίπτωση
κωδικοποίηση block (π.χ. Reed-Solomon
σε εφαρμογές
κινητών
επικοινωνιών) ή
συνελικτική
κωδικοποίηση
(π.χ. Viterbi
στην ψηφιακή
τηλεόραση). Τέλος,
η χρήση
τεχνικών
συνδυασμένης
κωδικοποίησης
και
διαμόρφωσης
(π.χ. Trellis Coded
Modulation – TCM)
επιτρέπουν την
επίτευξη
κερδών
κωδικοποίησης
που πολλές
φορές
ξεπερνούν
ακόμα και τα 6dB,
προσεγγίζοντας
πλέον το όριο
[1].
Bateman,
A., Digital Communications Design for the
Real World, Prentice Hall, 1998.
[2].
Haykin,
S., Communication Systems, 7th
Edition, John Wiley & Sons, 2000.
[3].
Proakis,
J. G. and Salehi, M., Digital
Communications, 5th Edition, McGraw- Hill Higher Education,
2008.
[4].
Schwartz,
M., Information, Transmission, Modulation
and Noise, McGraw- Hill, 1990.
[5].
Papatsoris, A. D., “Digital Communications”, Course
Notes, Department of Electronics,